本發(fā)明涉及無線光通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其是一種評估DCO-OFDM可見光通信系統(tǒng)信號峰均比的方法。

背景技術(shù)：

LED燈具有使用壽命長、節(jié)能、發(fā)光效率高等諸多優(yōu)點(diǎn)，被廣泛的用于室內(nèi)照明，未來會逐步取代傳統(tǒng)的熒光燈和白熾燈等，成為主流的室內(nèi)照明器件。近來研究表明，LED器件在照明的同時，也可以進(jìn)行高速的數(shù)字通信，且基于LED的室內(nèi)科技光通信系統(tǒng)具有成本低、傳輸速率高、保密性好等優(yōu)點(diǎn)，因此，被認(rèn)為是一種重要的室內(nèi)無線通信技術(shù)。室內(nèi)可見光通信與現(xiàn)有的無線電通信相比，具有綠色環(huán)保、沒有電磁輻射、頻譜資源豐富等優(yōu)勢。此外，室內(nèi)可見光通信特別適合應(yīng)用在一些無線電設(shè)備禁止使用的場合，如飛機(jī)、醫(yī)院等。

不同于傳統(tǒng)的無線射頻通信系統(tǒng)，在可見光通信系統(tǒng)中普遍采用的是強(qiáng)度調(diào)制直接檢測技術(shù)，這是因?yàn)樵诳梢姽馔ㄐ畔到y(tǒng)中，普遍采用的是發(fā)光強(qiáng)度來攜帶信息，而LED的發(fā)光強(qiáng)度只能是非負(fù)數(shù)，因此不能像在傳統(tǒng)射頻領(lǐng)域一樣采用復(fù)數(shù)信號。因此在可見光通信系統(tǒng)中所要傳輸?shù)男盘柖紝⒔?jīng)歷由電信號轉(zhuǎn)化為光信號的過程，即信源處信號轉(zhuǎn)化為非負(fù)電信號來驅(qū)動LED。為了解決多徑效應(yīng)引起的碼間干擾問題，正交頻分復(fù)用OFDM技術(shù)被深入研究并廣泛采用。該技術(shù)頻譜利用率高，抗頻率選擇性衰落，抗碼間干擾，調(diào)制解調(diào)簡單并且易于實(shí)現(xiàn)，接收端無需復(fù)雜均衡技術(shù)，因此，該技術(shù)也被廣泛的應(yīng)用到室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)中。但不同于傳統(tǒng)射頻通信領(lǐng)域的OFDM技術(shù)，采用強(qiáng)度調(diào)制直接檢測技術(shù)的可見光通信技術(shù)中需要對信號進(jìn)行削波處理，一種常用的調(diào)制方式為DCO-OFDM。OFDM技術(shù)中的一大難點(diǎn)即發(fā)射信號峰均比過大的問題在DCO-OFDM中仍存在，因此在DCO-OFDM技術(shù)中研究削波對峰均比的影響具有重要意義。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題在于，提供一種評估DCO-OFDM可見光通信系統(tǒng)信號峰均比的方法，能夠得出具有高度準(zhǔn)確性和簡單易算性的峰均比。

為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供一種評估DCO-OFDM可見光通信系統(tǒng)信號峰均比的方法，包括如下步驟：

(1)根據(jù)DCO-OFDM的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，算出IFFT輸出的各子載波時域信號

(2)由于頻域信號S_k是零均值且是獨(dú)立同分布的，根據(jù)中心極限定理，當(dāng)子載波數(shù)目N足夠多時，經(jīng)過IFFT變換得到的時域信號s_n服從高斯分布，即

(3)對上下削波程度進(jìn)行規(guī)范化處理，得到削波上下界為：

(4)由此可以得到削波后信號的概率密度函數(shù)為：

(5)由概率密度函數(shù)可以得到削波后信號的平均功率為：

其中，c(l,u)是功率因子，c(l,u)＝(l²-1)Φ(l)-(u²-1)Φ(u)+u²+lg(l)-ug(u).

(6)當(dāng)子載波數(shù)目足夠多，頻域符號是QAM調(diào)制而來時，同一OFDM符號各個子載波上的信號是相互獨(dú)立的，因此由峰均比的定義式：

可以推出雙邊削波后的DCO-OFDM符號的峰均比的互補(bǔ)累積分布函數(shù)為：

其中，θ_min＝min{θ_L,θ_U}，θ_max＝max{θ_L,θ_U}，

本發(fā)明的有益效果為：本評估方法得出的峰均比具有高度準(zhǔn)確性，通過系統(tǒng)仿真與本評估方法得到的理論計算值相校驗(yàn)，本評估方法得到的評估值在子載波數(shù)目足夠大時具有相當(dāng)高的準(zhǔn)確性；本評估方法得出的峰均比具有簡單易算性，對于子載波數(shù)目足夠大的DCO-OFDM，只要知道OFDM調(diào)制后時域信號的功率，再知道削波的上下界，即可快速得出削波后信號的峰均比，無需實(shí)際硬件測量。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的方法流程示意圖。

圖2為本發(fā)明的基于DCO-OFDM室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)發(fā)射端示意圖。

圖3為本發(fā)明削波后功率因子c(l,u)關(guān)于規(guī)范后削波上下界l和u的分布示意圖。

圖4為本發(fā)明雙邊削波后峰均比互補(bǔ)累積分布函數(shù)兩個間斷點(diǎn)θ_L和θ_U關(guān)于規(guī)范后削波上下界l和u的分布示意圖。

圖5為本發(fā)明不同子載波數(shù)目下本方法計算得到的峰均比分布理論值和實(shí)際仿真值示意圖。

圖6為本發(fā)明1024子載波時DCO-OFDM在各種情況下的峰均比的互補(bǔ)累積分布函數(shù)曲線示意圖。

具體實(shí)施方式

如圖1所示，為本發(fā)明的方法流程示意圖。一種評估DCO-OFDM可見光通信系統(tǒng)信號峰均比的方法，包括如下步驟：

(1)根據(jù)DCO-OFDM的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，算出IFFT輸出的各子載波時域信號

(2)由于頻域信號S_k是零均值且是獨(dú)立同分布的，根據(jù)中心極限定理，當(dāng)子載波數(shù)目N足夠多時，經(jīng)過IFFT變換得到的時域信號s_n服從高斯分布，即

(3)對上下削波程度進(jìn)行規(guī)范化處理，得到削波上下界為：

(4)由此可以得到削波后信號的概率密度函數(shù)為：

(5)由概率密度函數(shù)可以得到削波后信號的平均功率為：

其中，c(l,u)是功率因子，c(l,u)＝(l²-1)Φ(l)-(u²-1)Φ(u)+u²+lg(l)-ug(u).

(6)當(dāng)子載波數(shù)目足夠多，頻域符號是QAM調(diào)制而來時，同一OFDM符號各個子載波上的信號是相互獨(dú)立的，因此由峰均比的定義式：

可以推出雙邊削波后的DCO-OFDM符號的峰均比的互補(bǔ)累積分布函數(shù)為：

其中，θ_min＝min{θ_L,θ_U}，θ_max＝max{θ_L,θ_U}，

如圖2為基于DCO-OFDM室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)發(fā)射端框圖。一串高速并行的比特流經(jīng)過串并轉(zhuǎn)多路并行的低速數(shù)據(jù)流，然后并行低速的數(shù)據(jù)流通過正交幅度調(diào)制映射成一個個星座點(diǎn)。假設(shè)共有N個子載波并且第k個子載波上的符號為S_k。為了能在快速傅里葉反變換(IFFT)處理后的時域獲得實(shí)信號，頻域的各個信號間需滿足共軛對稱性，即

其中，第0和第個子載波設(shè)為0，即S₀＝S_N/2＝0。因此，DCO-OFDM的頻域幀結(jié)構(gòu)如時域信號s_n可由頻域信號表示為

其中，n＝0,…,N-1，Re{·}為取實(shí)部函數(shù)。由于在可見光通信中采用的都是強(qiáng)度調(diào)制的方法來驅(qū)動LED，因此發(fā)送端的信號s_n不僅僅需要是實(shí)數(shù)，更且應(yīng)該是非負(fù)數(shù)。所以在DCO-OFDM中采用的通常是下削波后增加適當(dāng)?shù)闹绷髌?。但通常出于對人眼的保護(hù)或者LED線性動態(tài)范圍的限制，會對驅(qū)動LED的信號加上一個上限幅，即也采取上削波。該過程表示為：

其中，B_U和-B_L分別代表了削波上屆和削波下界。越小的B_U和-B_L意味著信號削掉的越多。削波后的信號s_clip,n隨后經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)化(DAC)變成連續(xù)的時域信號s_clip(t)，隨后加上值為B_L的直流偏置變成非負(fù)實(shí)信號，即s_dc(t)＝s_clip(t)+B_L，隨后，該非負(fù)實(shí)信號用來驅(qū)動LED。

圖3所示為削波后功率因子c(l,u)關(guān)于規(guī)范后削波上下界l和u的分布?？梢钥吹絚(l,u)是u的單調(diào)增函數(shù)，l的單調(diào)減函數(shù)，符合削的越多，剩余信號的功率越小這樣的事實(shí)。

圖4所示為為雙邊削波后峰均比互補(bǔ)累積分布函數(shù)兩個間斷點(diǎn)θ_L和θ_U關(guān)于規(guī)范后削波上下界l和u的分布。從中可以看到θ_L是l和u的單調(diào)減函數(shù)而θ_U是l和u的單調(diào)增函數(shù)。

圖5為不同子載波數(shù)目下本方法計算得到的峰均比分布評估值和實(shí)際仿真值?？梢钥吹阶虞d波數(shù)目較小(128子載波)時本方法計算出來的峰均比分布與實(shí)際仿真出來的分布具有微小差異，而當(dāng)子載波數(shù)目足夠多時，本方法計算出的峰均比分布能很好的吻合實(shí)際仿真的系統(tǒng)。

圖6是在1024子載波時DCO-OFDM在各種情況下的峰均比的互補(bǔ)累積分布函數(shù)曲線。作為比較，同時給出了相同條件下未采取削波的信號的CCDF曲線。圖5的前兩幅圖是非對稱削波時的情況，這兩幅圖中的CCDF曲線都有兩個間斷點(diǎn)，即θ_min和θ_max。對第一張圖l＝-5，u＝0,…,4，θ_min＝θ_U隨u單調(diào)增，而θ_max＝θ_L是隨u單調(diào)遞減的。對于第二張圖u＝5，l＝0,…,-4，θ_min＝θ_L隨l單調(diào)遞減，而θ_max＝θ_U也隨l單調(diào)遞減。因此，對于單邊削波，削的越多，最大峰均比反而越大。兩張圖看上去是一樣的，這其實(shí)也是輪換對稱性的體現(xiàn)。第三章圖為雙邊對稱削波，削波后的峰均比分布只有一個間斷點(diǎn)并且是隨著u單調(diào)遞增的。在雙邊削波時，削的越多，最大峰均比就越小。而雙邊削波后的DCO-OFDM峰均比的CCDF值與未削波時的相比，在不同的區(qū)間段內(nèi)有不同的結(jié)論，在小于最大峰均比下的CCDF值雙邊對稱削波后是大于為削波的，而在大于最大峰均比后，由于削波的CCDF為0以致于小于未削波時的情形。

盡管本發(fā)明就優(yōu)選實(shí)施方式進(jìn)行了示意和描述，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，只要不超出本發(fā)明的權(quán)利要求所限定的范圍，可以對本發(fā)明進(jìn)行各種變化和修改。