本發(fā)明屬于信號探測通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其涉及一種實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法。
背景技術(shù)：
：多載波特別是正交頻分復(fù)用(ofdm)技術(shù)也被廣泛應(yīng)用于一體化波形設(shè)計中。與單載波系統(tǒng)相比，ofdm系統(tǒng)由于具有高的頻譜效率，良好的抗多徑能力和無多普勒影響等優(yōu)越性能，如今已廣泛地應(yīng)用于rci系統(tǒng)設(shè)計中。為了降低基于ofdm系統(tǒng)的峰均比值，最常用的方法是設(shè)計不同的子載波權(quán)重，利用窗函數(shù)進(jìn)行限幅度。但這些方法是一種有損限幅，限幅后信號往往不能恢復(fù)。這對一體化的通信信號來說不能接受的。此外常規(guī)的方法在降低一體化信號的峰均比后，信號的雷達(dá)探測性能也隨著下降。這是因為信號幅度趨向平穩(wěn)時(含主瓣和副瓣)，旁瓣抑制性能也隨著降低。本發(fā)明通過結(jié)合格雷碼和最優(yōu)循環(huán)移位序列或許可以達(dá)到折中。對于功能復(fù)用信號來說，發(fā)送端處的雷達(dá)信號與通信信號帶寬相同。但卻只有很少的文獻(xiàn)提及了這樣一個現(xiàn)象：在接收端處實際的雷達(dá)信號帶寬總是高于通信信號的帶寬。如果通信子系統(tǒng)的帶寬被刻意地設(shè)計為和雷達(dá)子系統(tǒng)一樣大，這樣將會導(dǎo)致通信信號的丟失問題。如果刻意把雷達(dá)的帶寬設(shè)計為和通信一樣低，將會導(dǎo)致雷達(dá)性能的降低。綜上所述，現(xiàn)有技術(shù)存在的問題是：目前多相位編碼的ofdm一體化信號出現(xiàn)的峰均比過高及雷達(dá)主旁瓣比過高的問題；峰均比過高將會導(dǎo)致信號的動態(tài)范圍變大，對接收端的動態(tài)范圍要求較高，在不能滿足信號的特性時，會導(dǎo)致部分信號的丟失。雷達(dá)主旁瓣比過高，表明雷達(dá)的有效能量不夠集中，除了旁瓣會帶來干擾之外，還將會大大降低雷達(dá)的探測性能。技術(shù)實現(xiàn)要素：針對現(xiàn)有技術(shù)存在的問題，本發(fā)明提供了一種實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法。本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的，一種實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法，所述實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法把通信信號嵌入到ofdm雷達(dá)信號中的每個子載波上，實現(xiàn)通信雷達(dá)信號的一體化；采用多相位編碼的方式實現(xiàn)雷達(dá)性能和通信性能可調(diào)；采用格雷編碼技術(shù)結(jié)合序列循環(huán)移位技術(shù)來同時降低的一體化信號的峰均比和主旁瓣比。具體實現(xiàn)如下：多載波相位編碼信號具有低sll值，高頻譜效率和理想沖擊型模糊函數(shù)的特點，因此被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)波形設(shè)計中。單個mcpc脈沖的復(fù)包絡(luò)中，所有n個載波被長度為m的不同序列所調(diào)制其中wn是第n個載波的權(quán)重，滿足pm,n是調(diào)制在第n個子載波上的序列第m個因子。u(t)是門函數(shù)，tb是子脈沖寬度，滿足同時，fn＝n·δf是第n個子載波的頻率且滿足δf＝1/tb。對于一個mcpc信號，許多變量都可以用來設(shè)計不同的信號波形，這不僅適用于rci信號設(shè)計，也適用于基于ofdm的rci信號設(shè)計。其中bm,n是一個子脈沖中的通信數(shù)據(jù)。為權(quán)重，其中an和分別為振幅與相位。an和都能被用于減小rci系統(tǒng)中的pmepr值。除此之外，相位序列pm,n很大程度上影響著雷達(dá)性能，它是rci系統(tǒng)設(shè)計中的另一個重要參數(shù)，關(guān)于pm,n的不同設(shè)計方法也在文獻(xiàn)中有所提及。本文中將pm,n設(shè)計為一個子脈沖為tb的循環(huán)移位序列。對于第m個脈沖，公式能變形為公式中的任何一個tm的時間域循環(huán)移位可表示為其中am,n＝pm,nexp(-j2πntm/tb)。提出的rci信號被定義為假設(shè)存在l個目標(biāo)，基帶雷達(dá)的回波信號可描述為其中rl是從第l個靜止目標(biāo)到雷達(dá)的距離。對于基于ofdm的rci信號，可通過脈沖壓縮實現(xiàn)高分辨率的動態(tài)范圍，而本文通過時域匹配濾波器實現(xiàn)了脈沖壓縮。時域匹配濾波器的脈沖響應(yīng)為h(t)＝src*(-t)其中()*代表共軛復(fù)數(shù)。而雷達(dá)回波信號的匹配濾波器輸出為其中是卷積操作，時域卷積需要大量的計算。為了降低計算量，使用頻域的fft實現(xiàn)卷積操作。假設(shè)src(t)的傅里葉變換為src(f)，sr(t)的傅里葉變換和y(t)分別為對公式進(jìn)行ifft變換產(chǎn)生目標(biāo)的hrrp。其中rs(t)是|src(f)|2的ifft形式，也是src(t)的自相關(guān)函數(shù)。所述通信信號將通信數(shù)據(jù)序列插入到不同的正交載波中，通信信號可由ifft模塊產(chǎn)生；循環(huán)移位模塊接收到通信信號的處理過程，解調(diào)完通信數(shù)據(jù)后，計算rci系統(tǒng)的ber；雷達(dá)接收端，通過時域匹配濾波器實現(xiàn)雷達(dá)測距。進(jìn)一步，所述rci系統(tǒng)的自相關(guān)函數(shù)為：自相關(guān)函數(shù)的取值與權(quán)重wn、通信數(shù)據(jù)bn和時域循環(huán)移位am,n有關(guān)，根據(jù)通信數(shù)據(jù)來調(diào)整am,n和wn，利用循環(huán)序列am,n來提高旁瓣抑制比。進(jìn)一步，所述rci信號的峰均比為：pmepr是由序列的自相關(guān)函數(shù)wnbnan決定的；振幅an設(shè)置為窗函數(shù)。本發(fā)明的另一目的在于提供一種應(yīng)用所述實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法的多載波特別是正交頻分復(fù)用系統(tǒng)。本發(fā)明的優(yōu)點及積極效果為：通過把通信信號嵌入到ofdm雷達(dá)信號中的每個子載波上，來實現(xiàn)通信雷達(dá)信號的一體化；采用多相位編碼的方式實現(xiàn)雷達(dá)性能和通信性能的靈活可調(diào)；針對基于多相位編碼的ofdm一體化信號出現(xiàn)的峰均比過高及雷達(dá)主旁瓣比過高的問題。本發(fā)明采用格雷編碼技術(shù)結(jié)合序列循環(huán)移位技術(shù)來同時降低的一體化信號的峰均比和主旁瓣比。附圖說明圖1是本發(fā)明實施例提供的rci信號實現(xiàn)流程圖。圖2是本發(fā)明實施例提供的通信端的解調(diào)及雷達(dá)端的的解調(diào)示意圖；圖中：(a)通信接收末端；(b)雷達(dá)接收末端。圖3是本發(fā)明實施例提供的通過提高載波數(shù)目或頻率間隔增大rci信號的帶寬示意圖；圖中：(a)提高載波數(shù)目；(b)提高頻率間隔。圖4是本發(fā)明實例中方法1中rci系統(tǒng)不同相位序列的理論與實際距離分辨率；圖5是本發(fā)明實例中rci系統(tǒng)acf不同相位序列的sll；圖中:(a)通過增加子載波數(shù)增加帶寬；(b)通過增加頻率間隔增加帶寬。圖6是本發(fā)明實例中是否帶有窗函數(shù)的rci系統(tǒng)一維距離圖像；圖中:(a)未加窗和初始相位；(b)加漢寧窗和紐曼相位。具體實施方式為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合實施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的應(yīng)用原理作詳細(xì)的描述。本發(fā)明所提出的rci信號，是將通信數(shù)據(jù)序列插入到不同的正交載波中。如圖1所示，rci信號可由ifft模塊簡單產(chǎn)生。算法選擇與映射模塊用于提高rci系統(tǒng)的帶寬，在后面的章節(jié)會詳細(xì)解釋。新增加的循環(huán)移位模塊用于提高rci系統(tǒng)的雷達(dá)性能，而循環(huán)移位模塊對pmerp和acf中sll的影響將在仿真實驗中討論圖2(a)描述了接收到通信信號的處理過程，它與rci信號的發(fā)送過程相反。解調(diào)完通信數(shù)據(jù)后，在仿真實驗中計算rci系統(tǒng)的ber。圖2(b)表示了雷達(dá)接收端，且通過時域匹配濾波器實現(xiàn)hrrp值。眾所周知，在雷達(dá)系統(tǒng)中高帶寬是實現(xiàn)雷達(dá)高分辨率的關(guān)鍵所在。但問題在于，通信信號帶寬受限從而抑制了rci系統(tǒng)的帶寬。一般來講，雷達(dá)系統(tǒng)的帶寬分布于mhz到ghz。然而傳統(tǒng)通信信號的帶寬位于khz級別，經(jīng)過頻譜展寬可以少部分到達(dá)mhz量級，如4g信號可到幾十mhz。注意到本論文所提出的rci信號的帶寬為，擴大或都將提高rci信號的帶寬，提升雷達(dá)的距離分辨率?？紤]到ofdm的特點和通信子系統(tǒng)的受限帶寬，可用兩種方式實現(xiàn)rci系統(tǒng)帶寬的動態(tài)調(diào)整。第一種方法：保持頻率間隔不變，提高子載波的數(shù)目；第二種方法：與第一種方法恰好相反，保持子載波的數(shù)目不變，提高頻率間隔。本發(fā)明實施例提供的實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法包含雷達(dá)通信一體化信號的生成，通信端的解調(diào)及雷達(dá)端的的解調(diào)。本發(fā)明所提出的rci信號是將通信數(shù)據(jù)序列插入到不同的正交載波中，rci信號可由ifft模塊簡單產(chǎn)生，而算法選擇與映射模塊用于提高rci信號的帶寬。循環(huán)移位模塊對系統(tǒng)的峰均比沒有影響，但卻可以提高rci信號的雷達(dá)性能，接收到通信信號的處理過程，與rci信號的發(fā)送過程相反。解調(diào)完通信數(shù)據(jù)后，可以計算rci系統(tǒng)的ber。雷達(dá)接收端，通過時域匹配濾波器實現(xiàn)雷達(dá)測距。所述的動態(tài)調(diào)整rci系統(tǒng)的帶寬通過增加載波數(shù)目從而提高rci帶寬的方式如圖3(a)所示，在圖3(a)和圖3(b)中，b1,b2...bn是通信數(shù)據(jù)序列，f1,f2...fn為正交載波，tb為子脈沖寬度。在圖3(a)的左半部分中通信數(shù)據(jù)b1,b2...bn被插入到所有的子載波中，表明了通信數(shù)據(jù)被分配到整個rci帶寬中，此時的通信帶寬與rci系統(tǒng)帶寬相同。圖3(a)的右半部分表明通信數(shù)據(jù)序列b1,b2...bn被映射為b1,b2...bn,1,1...1，子載波的數(shù)目由n變?yōu)?n，信帶寬僅為rci系統(tǒng)帶寬的一半，即rci系統(tǒng)的帶寬被提高了兩倍。rci系統(tǒng)通過增加載波數(shù)目實現(xiàn)了高的雷達(dá)探測分辨率和高速率通信，但又增加了峰均比。如圖3(b)所示，通過在通信數(shù)據(jù)序列前添“0”可以動態(tài)調(diào)整rci系統(tǒng)的帶寬或頻率間隔。如果rci系統(tǒng)帶寬需要被擴大q倍，0序列長度需要為q-1，將其插入到任意通信數(shù)據(jù)前。從圖3(b)中也可以看出，通信數(shù)據(jù)序列b1,b2...bn被映射為b1,0,b2...bn/2,0,1...,0,1，表示rci系統(tǒng)的頻率間隔和帶寬被擴大為兩倍，但通信數(shù)據(jù)序列長度被降低為一半。頻率間隔動態(tài)調(diào)整的方法滿足了一個rci系統(tǒng)對于雷達(dá)的高分辨率、低通信誤碼率和低計算復(fù)雜度的要求。對于rci系統(tǒng)的設(shè)計，應(yīng)根據(jù)不同的系統(tǒng)需求，采用不同的設(shè)計方法。本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的，一種實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法，所述實現(xiàn)ofdm雷達(dá)通信信號一體化的方法把通信信號嵌入到ofdm雷達(dá)信號中的每個子載波上，實現(xiàn)通信雷達(dá)信號的一體化；采用多相位編碼的方式實現(xiàn)雷達(dá)性能和通信性能可調(diào)；采用格雷編碼技術(shù)結(jié)合序列循環(huán)移位技術(shù)來同時降低的一體化信號的峰均比和主旁瓣比。具體實現(xiàn)如下：多載波相位編碼信號具有低sll值，高頻譜效率和理想沖擊型模糊函數(shù)的特點，因此被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)波形設(shè)計中。單個mcpc脈沖的復(fù)包絡(luò)中，所有n個載波被長度為m的不同序列所調(diào)制其中wn是第n個載波的權(quán)重，滿足pm,n是調(diào)制在第n個子載波上的序列第m個因子。u(t)是門函數(shù)，tb是子脈沖寬度，滿足同時，fn＝n·δf是第n個子載波的頻率且滿足δf＝1/tb。對于一個mcpc信號，許多變量都可以用來設(shè)計不同的信號波形，這不僅適用于rci信號設(shè)計，也適用于基于ofdm的rci信號設(shè)計。其中bm,n是一個子脈沖中的通信數(shù)據(jù)。為權(quán)重，其中an和分別為振幅與相位。an和都能被用于減小rci系統(tǒng)中的pmepr值。除此之外，相位序列pm,n很大程度上影響著雷達(dá)性能，它是rci系統(tǒng)設(shè)計中的另一個重要參數(shù)，關(guān)于pm,n的不同設(shè)計方法也在文獻(xiàn)中有所提及。本文中將pm,n設(shè)計為一個子脈沖為tb的循環(huán)移位序列。對于第m個脈沖，公式能變形為公式中的任何一個tm的時間域循環(huán)移位可表示為其中am,n＝pm,nexp(-j2πntm/tb)。提出的rci信號被定義為假設(shè)存在l個目標(biāo)，基帶雷達(dá)的回波信號可描述為其中rl是從第l個靜止目標(biāo)到雷達(dá)的距離。對于基于ofdm的rci信號，可通過脈沖壓縮實現(xiàn)高分辨率的動態(tài)范圍，而本文通過時域匹配濾波器實現(xiàn)了脈沖壓縮。時域匹配濾波器的脈沖響應(yīng)為h(t)＝src*(-t)其中()*代表共軛復(fù)數(shù)。而雷達(dá)回波信號的匹配濾波器輸出為其中是卷積操作，時域卷積需要大量的計算。為了降低計算量，使用頻域的fft實現(xiàn)卷積操作。假設(shè)src(t)的傅里葉變換為src(f)，sr(t)的傅里葉變換和y(t)分別為對公式進(jìn)行ifft變換產(chǎn)生目標(biāo)的hrrp。其中rs(t)是|src(f)|2的ifft形式，也是src(t)的自相關(guān)函數(shù)。所述通信信號將通信數(shù)據(jù)序列插入到不同的正交載波中，通信信號可由ifft模塊產(chǎn)生；循環(huán)移位模塊接收到通信信號的處理過程，解調(diào)完通信數(shù)據(jù)后，計算rci系統(tǒng)的ber；雷達(dá)接收端，通過時域匹配濾波器實現(xiàn)雷達(dá)測距。下面結(jié)合rci系統(tǒng)性能分析對本發(fā)明的優(yōu)點及積極效果作詳細(xì)的的描述。本發(fā)明的rci系統(tǒng)性能分析，主要包含pmerp問題分析，雷達(dá)性能分析，通信性能分析。(1)pmerp問題分析基于ofdm的rci系統(tǒng)的一個主要缺點是顯著的包絡(luò)變化。對于第m個子脈沖sm(t)而言，峰值系數(shù)(cf)表示為：通常用cf的平方表示一個信號中的pmepr：對于復(fù)雜的rci信號sm(t)而言，也可通過簡單的計算表述：其中將公式(3)代如公式(2)中，可得到：公式(4)表明：pmepr是由序列的自相關(guān)函數(shù)wnbnan決定的。bn是隨機的通信數(shù)據(jù)，為權(quán)重，an是循環(huán)移位。進(jìn)一步觀察可發(fā)現(xiàn)，循環(huán)移位an不會影響自相關(guān)函數(shù)mk，這表明an并未改變系統(tǒng)的pmepr值。因此只有和bn能被用于控制rci系統(tǒng)中的pmepr。振幅an經(jīng)常被設(shè)置為窗函數(shù)，如三角窗、漢明窗、布萊克窗等，而相位被設(shè)置為newman、schroeder和narahashi-nojima相位，用于減小pmepr的數(shù)值。對于隨機的通信數(shù)據(jù)而言，經(jīng)常使用相位編碼技術(shù)來減小系統(tǒng)的pmepr值。在仿真實驗中考慮了包括pmepr問題、雷達(dá)性能以及通信性能分析在內(nèi)的三方面。仿真實驗的rci系統(tǒng)參數(shù)在表1列出。表1rci系統(tǒng)參數(shù)12種情況下rci系統(tǒng)中峰均比。情況(1)，頻率加權(quán)振幅和相位分別設(shè)置為矩形窗口和零情況(2)，設(shè)置為漢寧窗和零an＝(0.54-0.46cos(2πn/n))0.5,情況(3)，設(shè)置為矩形窗和紐曼值情況(4)，設(shè)置為漢寧窗和紐曼值情況(1-4)中，通信數(shù)據(jù)序列是未經(jīng)編碼的隨機序列。與此相反，情況(5-8)中，通信數(shù)據(jù)序列進(jìn)行格雷編碼并且頻率加權(quán)設(shè)置與情況(1-4)相同。情況(9-12)中，頻率加權(quán)和通信數(shù)據(jù)與(5-8)中相同，唯一不同的是，在(9-12)中，通信數(shù)據(jù)有循環(huán)移位操作。情況(1-12)下rci系統(tǒng)的4倍過采樣pmepr值在表1中給出。表1不同情況下rci系統(tǒng)的pmepr表2不同情況下rci系統(tǒng)的pmepr表2表明，當(dāng)所述通信數(shù)據(jù)未進(jìn)行編碼，有初始相位的窗口函數(shù)會降低rci系統(tǒng)的pmepr。然而，頻率加權(quán)的效果并不明顯，情況(4)中pmepr僅僅減少到9db。其原因是，按照一定的規(guī)則排列的頻率加權(quán)序列不能消除通信數(shù)據(jù)的隨機性性質(zhì)。當(dāng)通信數(shù)據(jù)由格雷碼編碼，初始相位為0的矩形窗口具有最低的pmepr。當(dāng)采用有或者沒有初始紐曼相位的漢寧窗時，pmepr將增加。這是由于格雷碼的完整性被漢寧窗或者紐曼相位破壞了。為了得到低pmepr，ωn＝1，格雷編碼的bn是一個合理的方案。(2)雷達(dá)性能分析在雷達(dá)信號波形分析與設(shè)計中，雷達(dá)模糊函數(shù)是一個有效的工具。rci信號可表示為：其中dm,n＝bm,nam,n，rci系統(tǒng)的模糊函數(shù)表示為：其中當(dāng)取n＝l獲得χauto(τ,fd)，它是模糊函數(shù)的主要部分。當(dāng)取n≠l獲得χcross(τ,fd)，表示相互間的干擾。χn(τ,fd)為un(t)的模糊函數(shù)，χn,l(τ,fd)是un(t)和ul(t)的十字模糊函數(shù)。un(t)的模糊函數(shù)表示為：其中χ1(τ-ktb,fd)是一個子脈沖信號u(t)的模糊函數(shù)，χ2(ktb,fd)是相位編碼信號的復(fù)包絡(luò)的模糊函數(shù)：同理，χn,l(τ,fd)的計算也類似于χn(τ,fd)和χn,l(τ,fd)的計算：將公式(9)～(13)帶入公式(6)中得到：注意到也就是說χcross(τ,(n-l)δf)＝0|n≠l。因此rci的自相關(guān)函數(shù)為：從公式中可以看出，自相關(guān)函數(shù)的取值與權(quán)重wn、通信數(shù)據(jù)bn和時域循環(huán)移位am,n有關(guān)。由于通信數(shù)據(jù)是隨機的，這種隨機性會破壞rci信號自相關(guān)的性能。因此，應(yīng)根據(jù)通信數(shù)據(jù)來調(diào)整am,n和wn，從而提高旁瓣抑制率。在本發(fā)明中，選擇一組合適的am,n來提高雷達(dá)探測性能，并通過遺傳算法計算具有子脈沖的循環(huán)移位。鑒于高精度雷達(dá)對大帶寬的要求，兩種方法都旨在增加rci系統(tǒng)的帶寬。為了測試兩種方法的有效性，距離分辨率和有不同相位序列的sll的設(shè)計用兩種不同方法仿真。本文中，我們假設(shè)通信信號的最大帶寬為16mhz，雷達(dá)信號帶寬從16mhz到200mhz變化。除此之外，基于混沌的代碼由初始值為的logistic映射生成。在方法1中，rci系統(tǒng)的帶寬是通過副載波的數(shù)量的增加而增大的。眾所周知，雷達(dá)的理論距離分辨率由確定，因此距離分辨率隨著帶寬的減小而增加。本文中，實際距離分辨率通過計算rci系統(tǒng)acf的3db的主瓣寬度(半功率)得到。不同情況下理論和實際的雷達(dá)距離分辨率之間的比較繪制在圖4中。圖4中的標(biāo)志“circularshift,mandchaos”分別代表距離分辨率在相位序列設(shè)計為直接擴頻序列，基于混沌的相位序列和循環(huán)移位序列的情況下的計算結(jié)果。括號中的“withwindowing”標(biāo)簽表示頻率加權(quán)系數(shù)設(shè)置為初始相位為紐曼相位的漢寧窗。從圖4中可以看出，當(dāng)頻率加權(quán)系數(shù)設(shè)置為矩形窗＝1時，不同情況下的實際距離分辨率與理論值相同。然而，當(dāng)頻率加權(quán)系數(shù)設(shè)置為帶有初始紐曼相位或不帶初始紐曼相位的漢寧窗時，不論相位序列設(shè)計成什么類型，實際距離分辨率都將減小。這是因為，漢寧窗造成acf的主瓣寬度變寬，而漢寧窗常常選用來減少rci系統(tǒng)acf的sll。幸運的是，本文設(shè)計出合適的相位序列而不是窗函數(shù)來降低acf的sll。兩種方法中，rci系統(tǒng)帶寬的增加趨勢是類似的，因此在方法2中提到的理論與實際的距離分辨率的比較就可以忽略了。要注意的一點是，本文中的最佳循環(huán)移位是通過遺傳算法實現(xiàn)的，其群體中個體數(shù)量設(shè)置為20，最大遺傳迭代為50。使用方法1、2在不同條件下rci系統(tǒng)acf的sll仿真和結(jié)果由圖5a和5b給出。圖5a指出，rci信號的acf的旁瓣抑制效果更好，并且當(dāng)副載波數(shù)量增加時效果還會更好。這是由于，rci序列被添加的副載波拓展了，一個更長的隨機rci序列常常會提供更好的自相關(guān)性。在大多數(shù)情況下，當(dāng)頻率加權(quán)設(shè)置為漢寧窗時，這3種不同條件下的距離分辨率會減小。m序列和混沌序列的性能是相似的，他們都比帶或不帶有窗函數(shù)的循環(huán)移位序列的性能差。對一點而言，相比其他序列，使用循環(huán)移位序列的acf的sll降低了約3db。因此，增加副載波數(shù)量可以得到高雷達(dá)距離分辨率和低acf的sll。與圖5a相反，圖5b表明，不同條件下acf的sll并不是隨著rci系統(tǒng)帶寬的增加而減小的。這是因為在方法2中，頻率間隔增大，副載波數(shù)量保持不變，從而相位序列長度保持為一個常數(shù)。從圖5b中也可知，三種不同條件下，沒有窗函數(shù)的性能均優(yōu)于有窗函數(shù)的性能。與m序列和混沌序列相比，使用循環(huán)移位序列有更好的性能，其acf的sll將降低超過5db。選擇方法1或者方法2均可達(dá)到提高雷達(dá)分辨率和旁瓣抑制的效果。不同之處在于，使用方法1可以得到更低的sll。但是隨著副載波數(shù)量的不斷增加，計算量也越來越大。簡言之，對于低實時性、高旁瓣抑制性要求的系統(tǒng)而言，選用方法1；與之相反，對高實時性但低旁瓣抑制性的系統(tǒng)而言，選用方法2。對于一個rci系統(tǒng)，pmepr問題和sll問題應(yīng)同時考慮。三種不同相位序列下的pmepr和sll由表3給出。在這三種條件下，通信數(shù)據(jù)由格雷編碼，頻率加權(quán)設(shè)置為矩形窗，其余的參數(shù)在表1中給出。表3三種條件下的pmepr和acf的sll表3表明，選定合適的循環(huán)移位序列可以同時得到更低的pmepr和sll，而其余兩種方法均不能得到更低的pmepr。原因是由于m序列或者混沌序列破壞了格雷碼的完整性。為了進(jìn)一步測試?yán)走_(dá)的性能，得到rci系統(tǒng)的一維距離圖像。假設(shè)有三個靜態(tài)目標(biāo)，三者的反射系數(shù)和距離分別為0.8，1200m；1.0，1201.5m；0.6，1203m。圖6所示的rci系統(tǒng)一維距離像經(jīng)過4倍過采樣。在此次仿真實驗中，snr＝5db，其余參數(shù)由表1給出。圖6a和6b表示有1.5米相互距離的三個目標(biāo)可以通過所給的rci系統(tǒng)檢測出，并且三個目標(biāo)的acf峰值與給出的反射系數(shù)相一致。圖6b中，雖然三個目標(biāo)可以被檢測出，但是其acf的峰值被漢寧窗函數(shù)篡改了。換言之，一維距離圖像會受窗函數(shù)影響。因此，為了得到更好的一維hrrp和多目標(biāo)檢測性能，應(yīng)選用矩形窗。(3)通信性能分析在基于ofdm的rci系統(tǒng)中，接收到子信道上的rn(t)數(shù)據(jù)可被描述為：rn(t)＝bn(t)+n(t),0≤t≤tb(15)其中bn(t)是第n個子信道上所發(fā)送的數(shù)據(jù)，n(t)是均值為0，方差為σ2，功率譜為的高斯白噪聲。對于一個bpsk調(diào)制的rci系統(tǒng)而言，理想接收端的誤碼率為：其中為一個誤差補償函數(shù)，eb,n是參數(shù)bn(t)的幅度。公式(16)表明rci系統(tǒng)的ber并不受子載波數(shù)目n和頻率δf的影響，這表明帶寬并不影響ber。前面的分析表明，給定調(diào)制方案的rci系統(tǒng)的ber只由信噪比決定。為了驗證這一點，進(jìn)行了4個不同系統(tǒng)帶寬(16mhz，32mhz，64mhz，128mhz)的仿真實驗。在仿真實驗中，rci系統(tǒng)參數(shù)由表1給出，選用bpsk編碼方式。berb＝16mhzb＝32mhzb＝64mhzb＝128mhzsnr＝-5db0.21310.21320.21320.2132snr＝0db0.07860.07860.07860.0786snr＝5db0.00590.00590.00590.0059snr＝10db4_5703×10-63_7500×10-63_7790×10-63_7792×10-6表4不同信噪比和帶寬下的rci系統(tǒng)ber值根據(jù)表4可知，不同帶寬下rci系統(tǒng)的ber相類似，這意味著rci系統(tǒng)的帶寬對ber沒有影響。隨著信噪比的增加ber降低。當(dāng)信噪比大于5db時，ber值低于5e-3，這滿足基本通信功能的要求。對通信數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換速率而言，它與調(diào)制模式和帶寬增長方法有關(guān)。通信數(shù)據(jù)速率在第一種方法中保持常數(shù)不變，而在第二種方法中降低。假設(shè)通信子系統(tǒng)最大帶寬為16mhz，因此，就bpsk調(diào)制而言，可以用基于ofdm的rci系統(tǒng)來獲得最大數(shù)據(jù)傳輸速率(16mbit/s)。因此，rci系統(tǒng)可以實現(xiàn)擁有低pmepr和sll值的雷達(dá)功能，也可以實現(xiàn)擁有高數(shù)據(jù)傳輸速率和可接受ber值的通信功能。當(dāng)前第1頁12