本發(fā)明涉及ofdm技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及ofdm通信系統(tǒng)在快時變衰落信道下的一種高數(shù)據(jù)傳輸效率的雙路分集ici共軛消除的設(shè)計方案。

背景技術(shù)：

未來無線通信系統(tǒng)將朝著高速率的方向發(fā)展，故而需要系統(tǒng)具有良好的健壯性以彌補(bǔ)無線信道的損耗，因此選擇一種合適的調(diào)制方式顯得十分重要。正交頻分復(fù)用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,ofdm)既是一種調(diào)制技術(shù)，也是一種復(fù)用技術(shù)，自上世紀(jì)90年代以來已成為解決高速數(shù)據(jù)在無線信道中傳輸問題的首選方式之一，被認(rèn)為是第4代移動通信中的一種核心技術(shù)并廣泛使用在數(shù)字音頻廣播、數(shù)字視頻廣播和無線局域網(wǎng)等領(lǐng)域中。

ofdm之所以能夠引起廣泛重視，主要原因在于其獨特的優(yōu)點：首先，ofdm將子載波之間相互正交重疊排列，因此與傳統(tǒng)的頻分復(fù)用技術(shù)相比可以節(jié)省將近50％的帶寬，大大提高了頻譜利用率；其次，ofdm屬于一種多載波調(diào)制技術(shù)，而在多載波系統(tǒng)中某一時刻只會有少部分的子信道受到深衰落影響，因此與一次衰落或者干擾就可能導(dǎo)致整個鏈路失效的單載波系統(tǒng)相比，它具有很強(qiáng)的抗窄帶干擾和頻率選擇性衰落的能力。

然而ofdm自身也存在著一些不足之處。由于ofdm系統(tǒng)中接收端通過子載波兩兩之間的正交性進(jìn)行解調(diào)，如果因為頻偏原因而導(dǎo)致到達(dá)接收端信號中各子載波不正交，接收端便無法正確解調(diào)出所需信號，因此ofdm對子載波的頻率偏移非常敏感。當(dāng)信號在高速移動的信道中進(jìn)行傳輸時，發(fā)射端和接收端之間的相對運(yùn)動速度會產(chǎn)生遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)蜂窩移動通信信道和室內(nèi)通信信道所可能出現(xiàn)的多普勒頻移，這將給系統(tǒng)帶來非常大的頻率偏移，嚴(yán)重破壞子載波之間的正交性并產(chǎn)生不可忽視的載波間干擾(inter-channelinterference,ici)，從而影響信號的檢測結(jié)果。也正是由于這一缺陷使得ofdm在諸如低軌衛(wèi)星(lowearthorbit,leo)通信信道、車間通信信道等一些具有快時變衰落的通信場景中沒有得到廣泛地應(yīng)用。

自上世紀(jì)末以來，國內(nèi)外許多學(xué)者們陸續(xù)提出了一些ici抑制措施。hen-geul等人提出了一種雙路分集ici共軛消除的方案(簡稱方案1)[hen-geulyeh,andyuan-kweichang.aschemeforcancellingintercarrierinterferenceusingconjugatetransmissioninmulticarriercommunicationsystems[j].ieeetransactionsonwirelesscommunications,2007,6(1):3-7.]來抑制ici，然而該方案具有兩個缺陷：首先，該方案是將原序列組進(jìn)行共軛之后形成另一組序列，并將其與原序列組一起通過時分復(fù)用的方式進(jìn)行傳輸，故而導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸效率降至原來的一半；其次，該方案在頻偏較大的場景下ici抑制性能較差。隨后一些學(xué)者們在此基礎(chǔ)上提出了：(1)加權(quán)系數(shù)雙路分集ici共軛消除方案(簡稱方案2)[ashishgoel,andmonikaagrawal.datacombiningschemeforiciconjugatecancellationschemeinofdmsystems[c].nationalconferenceoncommunications,2013:1-5.]，(2)相位旋轉(zhuǎn)雙路分集ici共軛消除方案(簡稱方案3)[chin-liangwang,andyu-chihhuang.intercarrierinterferencecancellationusinggeneralphaserotatedconjugatetransmissionforofdmsystems[j].ieeetransactionsoncommunications,2010,58(3):812-819.]，(3)相位自適應(yīng)雙路分集ici共軛消除方案(簡稱方案4)[chin-liangwang,po-chungshen,andyu-chihhuang.anadaptivereceiverdesignforofdmsystemsusingconjugatetransmission[j].ieeetransactionsoncommunications,2013,61(2):599-608.]等一系列改進(jìn)方案，使得方案1可以在頻偏較大的快時變信道中獲得良好的ici抑制性能，但數(shù)據(jù)傳輸效率較低的問題始終沒能得到解決，因而極大地限制了其在諸如leo衛(wèi)星星地通信等一些高數(shù)據(jù)傳輸效率的場景中的實際應(yīng)用。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所解決的技術(shù)問題是，現(xiàn)有ofdm通信系統(tǒng)ici共軛消除方法會導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸效率的降低；為解決所述問題，本發(fā)明提供雙路分集ici共軛消除方法。本發(fā)明提供的雙路分集ici共軛消除方法包括：

(1)發(fā)射端發(fā)送一組n點頻域序列組x(k)＝[x(0),x(1),x(2),x(3),…,x(n-4),x(n-3),x(n-2),x(n-1)]^t，0≤k≤n-1，經(jīng)過ifft之后得到時域序列組x(n)，0≤n≤n-1：

(2)先提取x(n)中的奇數(shù)序列，得到x1(m)；再提取x(n)中的偶數(shù)序列，得到x2(m)，0≤m≤n/2-1：

x1(m)＝[x(0),x(2),…,x(n-4),x(n-2)]^t，

x2(m)＝[x(1),x(3),…,x(n-3),x(n-1)]^t；

(3)先對x1(m)中的所有序列乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^jφ，得到x1′(m)；然后對x2(m)中所有序列先乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^-jφ再取共軛，得到x2′(m)，0≤m≤n/2-1，其中φ是相位參數(shù)：

x1′(m)＝[x(0)e^jφ,x(2)e^jφ,…,x(n-4)e^jφ,x(n-2)e^jφ]^t，

x2′(m)＝[x^*(1)e^jφ,x^*(3)e^jφ,…,x^*(n-3)e^jφ,x^*(n-1)e^jφ]^t，

再按照先x1′(m)后x2′(m)的方式組成序列組x′(n)＝[x(0)e^jφ,x(2)e^jφ,…,x(n-4)e^jφ,x(n-2)e^jφ,x^*(1)e^jφ,x^*(3)e^jφ,…,x^*(n-3)e^jφ,x^*(n-1)e^jφ]^t，(0≤n≤n-1)并向接收端發(fā)送；由此不難發(fā)現(xiàn)，原來x(n)中相鄰的兩組序列符號x(t)和x(t+1)(0≤t≤n-2，t為偶數(shù))經(jīng)上述處理之后變?yōu)閤(t)e^jφ和x^*(t+1)e^jφ，而且在發(fā)送時兩者之間間隔了n/2個序列，使得序列中的突發(fā)性錯誤變得隨機(jī)化，從而更有利于接收端進(jìn)行糾錯，因此系統(tǒng)的誤碼率可以得到進(jìn)一步的降低；

(4)x′(n)經(jīng)過信道傳輸之后，在接收端得到：

y′(n)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),x(2)e^jφe^j2πnε/n+w(2),…,x(n-4)e^jφe^j2πnε/n+w(n-4),x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2),x^*(1)e^jφe^j2πnε/n+w(1),x^*(3)e^jφe^j2πnε/n+w(3),…,x^*(n-3)e^jφe^j2πnε/n+w(n-3),x^*(n-1)e^jφe^j2πnε/n+w(n-1)]^t；

其中，0≤n≤n-1，ε為頻偏，w(n)為x′(n)在信道中傳播時所遇到的加性高斯白噪聲(additivewhitegaussiannoise,awgn)；

(5)將y′(n)按照前n/2個序列、后n/2個序列的方式進(jìn)行拆分，同時對后n/2個序列進(jìn)行去共軛，得到y(tǒng)1′(m)和y2′(m)，0≤m≤n/2-1：

y1′(m)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),x(2)e^jφe^j2πnε/n+w(2),…,x(n-4)e^jφe^j2πnε/n+w(n-4),x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2)]^t，

y2′(m)＝[x(1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(1),x(3)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(3),…,x(n-3)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-3),x(n-1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-1)]^t；

將y1′(m)和y2′(m)進(jìn)行奇偶交錯合并，得到y(tǒng)"(n)，0≤n≤n-1：

y"(n)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),x(1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(1),…,x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2),x(n-1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-1)]^t；

(6)將y"(n)進(jìn)行fft運(yùn)算，得到y(tǒng)"(l)，0≤l≤n-1：

由此可以看出，不同于現(xiàn)有技術(shù)中采用雙路分集的方式來提高接收端的糾錯能力，進(jìn)而降低系統(tǒng)的誤碼率；本發(fā)明通過將相鄰序列進(jìn)行分隔排列，使得序列中的突發(fā)性錯誤變得隨機(jī)化，從而提高接收端的糾錯能力，同樣也能達(dá)到降低系統(tǒng)誤碼率的目的。同時也不難發(fā)現(xiàn)，采用本發(fā)明的設(shè)計方案不會降低系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率。

附圖說明

圖1是序列發(fā)生器發(fā)出的子載波序列組x(n)的結(jié)構(gòu)圖；

圖2是將x(n)經(jīng)過步驟二之后，得到的子載波序列組x′(n)的結(jié)構(gòu)圖；

圖3是將y′(n)經(jīng)過步驟四之后，得到的子載波序列組y"(n)的結(jié)構(gòu)圖；

圖4是本發(fā)明設(shè)計方案的工作流程圖。

具體實施方式

下文中，結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明的精神和實質(zhì)做進(jìn)一步闡述。本發(fā)明所提供的高數(shù)據(jù)傳輸效率雙路分集ici共軛消除的方法包括：

步驟s1：發(fā)射端的序列發(fā)生器發(fā)送一組n個序列的子載波序列組x(k)＝[x(0),x(1),x(2),x(3),…,x(n-4),x(n-3),x(n-2),x(n-1)]^t，0≤k≤n-1，經(jīng)過一個n點的ifft運(yùn)算器之后得到x(n)(其結(jié)構(gòu)如圖1所示)，記為：

x(n)＝[x(0),x(1),x(2),x(3),…,x(n-4),x(n-3),x(n-2),x(n-1)]^t，0≤n≤n-1；

步驟s2：對x(n)進(jìn)行抽樣，乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)、取共軛，插零合并等變換之后得到一個n個序列的子載波序列組x′(n)(其結(jié)構(gòu)如圖2所示)，并向接收端發(fā)送，其中包括：

步驟s2.1：對x(n)進(jìn)行奇數(shù)序列1/2抽樣，得到：

x1(m)＝[x(0),x(2),…,x(n-4),x(n-2)]^t，0≤m≤n/2-1；

步驟s2.2：對x1(m)中的序列值乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^jφ(φ是相位參數(shù))，得到：

x1′(m)＝[x(0)e^jφ,x(2)e^jφ,…,x(n-4)e^jφ,x(n-2)e^jφ]^t，0≤m≤n/2-1；

步驟s2.3：對x1′(m)的右端插入n/2個零值，得到：

x1′(n)＝[x(0)e^jφ,x(2)e^jφ,…,x(n-4)e^jφ,x(n-2)e^jφ,0,…,0]^t，0≤n≤n-1；

步驟s2.4：對x(n)進(jìn)行偶數(shù)序列1/2抽樣，得到：

x2(m)＝[x(1),x(3),…,x(n-3),x(n-1)]^t，0≤m≤n/2-1；

步驟s2.5：對x2(m)中的序列值先乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^-jφ(φ是相位參數(shù))，再取共軛，得到：

x2′(m)＝[x^*(1)e^jφ,x^*(3)e^jφ,…,x^*(n-3)e^jφ,x^*(n-1)e^jφ]^t，0≤m≤n/2-1；

步驟s2.6：對x2′(m)的左端插入n/2個零值，得到：

x2′(n)＝[0,…,0,x^*(1)e^jφ,x^*(3)e^jφ,…,x^*(n-3)e^jφ,x^*(n-1)e^jφ]^t，0≤n≤n-1；

步驟s2.7：對x1′(m)和x2′(m)進(jìn)行合并相加，得到：

x′(n)＝[x(0)e^jφ,x(2)e^jφ,…,x(n-4)e^jφ,x(n-2)e^jφ,x^*(1)e^jφ,x^*(3)e^jφ,…,x^*(n-3)e^jφ,x^*(n-1)e^jφ]^t，0≤n≤n-1。

由此不難發(fā)現(xiàn)，原來x(n)中相鄰的兩組序列符號x(t)和x(t+1)(0≤t≤n-2，t為偶數(shù))經(jīng)上述處理之后變?yōu)閤(t)e^jφ和x^*(t+1)e^jφ，而且在發(fā)送時兩者之間間隔了n/2個序列，使得序列中的突發(fā)性錯誤變得隨機(jī)化，從而更有利于接收端進(jìn)行糾錯，因此系統(tǒng)的誤碼率可以得到進(jìn)一步的降低。

步驟s3：x′(n)在信道中傳輸時會受到頻偏和噪聲的影響，在接收端處得到：

y′(n)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),x(2)e^jφe^j2πnε/n+w(2),…,x(n-4)e^jφe^j2πnε/n+w(n-4),x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2),x^*(1)e^jφe^j2πnε/n+w(1),x^*(3)e^jφe^j2πnε/n+w(3),…,x^*(n-3)e^jφe^j2πnε/n+w(n-3),x^*(n-1)e^jφe^j2πnε/n+w(n-1)]^t，0≤n≤n-1；

其中，ε為頻偏，w(n)(0≤n≤n-1)為加性高斯白噪聲(additivewhitegaussiannoise,awgn)；

步驟s4：接收端對y′(n)進(jìn)行拆分、去共軛，奇偶交錯合并、fft等變換后，最終得到y(tǒng)"(l)(0≤l≤n-1)，其中包括：

步驟s4.1：對y′(n)抽取其左端n/2個序列，得到：

y1′(m)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),x(2)e^jφe^j2πnε/n+w(2),…,x(n-4)e^jφe^j2πnε/n+w(n-4),x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2)]^t，0≤m≤n/2-1：

步驟s4.2：對y1′(m)中的每個序列之后插入一個零值，得到：

y1′(n)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),0,x(2)e^jφe^j2πnε/n+w(2),0,…,x(n-4)e^jφe^j2πnε/n+w(n-4),0,x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2),0]^t，0≤n≤n-1：

步驟s4.3：對y′(n)抽取其右端n/2個序列，并去共軛，得到：

y2′(m)＝[x(1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(1),x(3)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(3),…,x(n-3)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-3),x(n-1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-1)]^t，0≤m≤n/2-1；

步驟s4.4：對y2′(m)中的每個序列之前插入一個零值，得到：

y2′(n)＝[0,x(1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(1),0,x(3)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(3),…,0,x(n-3)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-3),0,x(n-1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-1)]^t，0≤n≤n-1；

步驟s4.5：將y1′(n)和y2′(n)進(jìn)行合并相加，得到y(tǒng)"(n)(其結(jié)構(gòu)如圖3所示)，記為：

y"(n)＝[x(0)e^jφe^j2πnε/n+w(0),x(1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(1),…,x(n-2)e^jφe^j2πnε/n+w(n-2),x(n-1)e^-jφe^-j2πnε/n+w^*(n-1)]^t，0≤n≤n-1；

步驟s4.6：將y"(n)通過一個n點的fft運(yùn)算器，得到：

需要說明的是，上述較佳實施例僅為說明本發(fā)明的技術(shù)構(gòu)思及特點，其目的在于讓熟悉此項技術(shù)的人士能夠了解本發(fā)明的內(nèi)容并據(jù)以實施，并不能以此限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。凡根據(jù)本發(fā)明精神實質(zhì)所作的等效變化或修飾，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。