本發(fā)明涉及使用了相控陣天線的無線信號發(fā)送中的、相控陣發(fā)送裝置及載波泄漏校正方法。

背景技術(shù)：

相控陣天線技術(shù)是無線通信裝置或雷達(dá)裝置中被廣泛使用的技術(shù)。根據(jù)這種技術(shù)，可進(jìn)行指向性波束的成形和波束的電子掃描。例如，若適用于無線通信裝置，則能夠形成波束而提高天線增益，擴(kuò)展通信區(qū)域，或者，能夠按照容納用戶數(shù)動態(tài)地控制覆蓋區(qū)域。此外，若適用于雷達(dá)裝置，則能夠通過向探測目標(biāo)物體輻射由相控陣天線形成的指向性高的波束，抑制來自非探測目標(biāo)物體的反射(雜亂回波反射)，使目標(biāo)物體的探測精度提高。

相控陣天線技術(shù)，通過適當(dāng)?shù)乜刂茖ε渲脼殛嚵袪畹亩鄠€天線元件各自饋電的多個并行發(fā)送系統(tǒng)(以下稱為“發(fā)送分支”)的相位和振幅，能夠得到作為天線的期望的指向性增益。

作為采用了相控陣技術(shù)的以往的相控陣發(fā)送裝置的一例，例如已知專利文獻(xiàn)1所公開的結(jié)構(gòu)。圖1是表示專利文獻(xiàn)1所公開的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)的框圖。圖1所示的相控陣發(fā)送裝置(發(fā)送機(jī)64)包括：本機(jī)信號放大器65；多個基帶信號用相移器66-1～66-h；多個正交調(diào)制器(混頻器)67-1～67-h；多個發(fā)送放大器68-1～68-h；以及多個發(fā)送天線69-1～69-h。多個基帶信號用相移器66-1～66-h對于輸入的基帶信號，通過分別給予合適的相位旋轉(zhuǎn)來控制波束指向性。

此外，作為使所發(fā)送的無線信號的質(zhì)量劣化的要因，有載波信號的泄漏(載波泄漏)。由于載波泄漏是接收處理中的不需要分量，所以接收信號的檢測精度劣化。

作為進(jìn)行以往的載波泄漏校正的裝置的一例，已知專利文獻(xiàn)2所公開的結(jié)構(gòu)。專利文獻(xiàn)2所公開的裝置將具有恒定的包絡(luò)線的測試信號輸入到混頻器，對于來自混頻器的輸出信號進(jìn)行包絡(luò)線檢波得到包絡(luò)線信號。在發(fā)生載波泄漏(＝dc偏置)的狀態(tài)下包絡(luò)線信號的振幅變動，在無載波泄漏的狀態(tài)下無包絡(luò)線信號的振幅變動。因此，進(jìn)行載波泄漏的校正，使得包絡(luò)線信號的振幅變動較小。

現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)1：日本專利第5252094號公報

專利文獻(xiàn)2：日本特開平8-213846號公報

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的非限定性的實施例，提供能夠進(jìn)行考慮了按照波束指向性的切換而變動的載波泄漏的載波泄漏校正的相控陣發(fā)送裝置及載波泄漏校正方法。

本發(fā)明的一方式的相控陣發(fā)送裝置，包括多個發(fā)送分支和校正控制單元，所述多個發(fā)送分支各自包括：對基帶信號給予相位旋轉(zhuǎn)的相移單元；對所述相移單元的輸出信號加上第1校正值的第1dc偏置校正單元；和將所述第1dc偏置校正單元的輸出信號變頻到高頻頻帶的混頻器，所述校正控制單元，對于所述相位旋轉(zhuǎn)中被設(shè)定的相位旋轉(zhuǎn)量的多個候選的各個候選，計算使所述混頻器的輸出信號中包含的載波泄漏分量最小的第2校正值，基于所述第2校正值確定所述第1校正值。

本發(fā)明的一方式的相控陣發(fā)送裝置包括多個發(fā)送分支和校正控制單元，所述多個發(fā)送分支各自包括：對基帶信號加上第1校正值的第1dc偏置校正單元；對所述第1dc偏置校正單元的輸出信號給予相位旋轉(zhuǎn)的相移單元；對所述相移單元的輸出信號加上第2校正值的第2dc偏置校正單元；將所述第2dc偏置校正單元的輸出信號變頻到高頻頻帶的混頻器；和使用所述相位旋轉(zhuǎn)前的基帶信號，檢測在所述相移單元的前級發(fā)生的第1dc偏置的檢測單元，所述校正控制單元基于所述第1dc偏置確定所述第1校正值。

本發(fā)明的一方式的載波泄漏校正方法，包括以下步驟：對基帶信號給予相位旋轉(zhuǎn)的相移步驟；對所述相移步驟的輸出信號加上第1校正值的dc偏置校正步驟；將所述dc偏置校正步驟的輸出信號變頻到高頻頻帶的轉(zhuǎn)換步驟；以及對于所述相位旋轉(zhuǎn)中被設(shè)定的相位旋轉(zhuǎn)量的多個候選的各個候選，計算使所述轉(zhuǎn)換步驟的輸出信號中包含的載波泄漏分量最小的第2校正值，基于所述第2校正值確定所述第1校正值的校正控制步驟。

本發(fā)明的一方式的載波泄漏校正方法，包括以下步驟：對基帶信號加上第1校正值的第1dc偏置校正步驟；對所述第1dc偏置校正步驟的輸出信號給予相位旋轉(zhuǎn)的相移步驟；對所述相移步驟的輸出信號加上第2校正值的第2dc偏置校正步驟；將所述第2dc偏置校正步驟的輸出信號變頻到高頻頻帶的轉(zhuǎn)換步驟；使用所述相位旋轉(zhuǎn)前的基帶信號，檢測所述相移步驟的前級發(fā)生的第1dc偏置的檢測步驟；以及基于所述第1dc偏置確定所述第1校正值的校正控制步驟。

再者，這些概括性的并且具體的方式，可以由系統(tǒng)、裝置、方法、集成電路、計算機(jī)程序、或記錄介質(zhì)來實現(xiàn)，也可以由系統(tǒng)、裝置、方法、集成電路、計算機(jī)程序和記錄介質(zhì)的任意的組合來實現(xiàn)。

根據(jù)本發(fā)明的一方式，能夠進(jìn)行考慮了根據(jù)波束指向性的切換而變動的載波泄漏的載波泄漏校正。

從說明書和附圖中將清楚本發(fā)明的一方式中的更多的優(yōu)點和效果。這些優(yōu)點和/或效果可以由幾個實施方式和說明書及附圖所記載的特征來分別提供，不需要為了獲得一個或一個以上的同一特征而提供全部特征。

附圖說明

圖1表示以往的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)。

圖2表示本發(fā)明的實施方式1的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)。

圖3表示包絡(luò)線檢波單元的輸出波形的一例。

圖4表示相移單元輸出的dc偏置。

圖5表示混頻器輸出的dc偏置。

圖6表示適用了以往的載波泄漏校正方法的情況下的dc偏置。

圖7表示本發(fā)明的實施方式1的載波泄漏校正步驟。

圖8表示本發(fā)明的實施方式3的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)。

圖9表示本發(fā)明的實施方式3的載波泄漏校正步驟。

圖10表示本發(fā)明的實施方式4的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)。

圖11表示本發(fā)明的實施方式4的載波泄漏校正步驟。

具體實施方式

一般而言，發(fā)生載波泄漏，原因在于混頻器的不平衡，所以dc偏置校正單元大多被設(shè)在混頻器的前級。

相對于此，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)了不僅是混頻器，在dac(數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器)和相移單元之間的路徑中也發(fā)生dc偏置，若切換波束指向性，則載波泄漏因該dc偏置而變動的現(xiàn)象。

即，可知在圖1那樣的裝置中，即使在相移單元的前級的路徑中也有發(fā)生dc偏置(即，載波泄漏)的情況，該載波泄漏因相移單元的波束指向性的切換而變動。因此，除了起因于混頻器所發(fā)生的載波泄漏，還需要考慮按照波束指向性的切換而變動的載波泄漏。

這里，說明有關(guān)若切換波束指向性，則載波泄漏變動的機(jī)理。

圖2表示本發(fā)明的一方式的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)例。圖2所示的相控陣發(fā)送裝置100包括dac10、多個發(fā)送分支11-1～11-m、振幅測量單元19、以及校正控制單元20。發(fā)送分支11-1～11-m包括：相移單元12-1～12-m、dc偏置校正單元13-1～13-m、混頻器14-1～14-m、功率放大器15-1～15-m、方向性耦合器16-1～16-m、天線17-1～17-m、以及包絡(luò)線檢波單元18-1～18-m。

再者，發(fā)送分支11-1～11-m的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及動作是相同的，所以在以下的說明中，說明發(fā)送分支11-1的動作。

dac10將數(shù)字信號即基帶信號轉(zhuǎn)換為模擬信號，輸出模擬基帶信號?；鶐盘柺且詉軸信號(實數(shù)分量)和q軸信號(虛數(shù)分量)表現(xiàn)的復(fù)數(shù)信號。

在載波泄漏校正時，具有以(式1)表示的恒定包絡(luò)線的測試信號s0作為基帶信號被輸入到dac10。

其中，a表示振幅，ωs表示角頻率。

從dac10輸出的模擬基帶信號被分支，被輸入到相移單元12-1。此時，在dac10和相移單元12-1之間的路徑中發(fā)生dc偏置。作為dac10和相移單元12-1之間的路徑中的dc偏置的要因，可列舉布線長度或布線寬度的偏差、緩沖器或放大器等(未圖示)的性能偏差等。

若將dac10和相移單元12-1之間的路徑中發(fā)生的dc偏置表示為d1(d1為復(fù)數(shù))，則輸入到相移單元12-1的信號s1如(式2)那樣表示。

相移單元12-1為了得到期望的波束指向性，對于輸入的信號s1給予適當(dāng)?shù)南辔恍D(zhuǎn)。從相移單元12-1輸出的信號s2如(式3)那樣表示。

其中，θ表示由相移單元12-1給予的相位旋轉(zhuǎn)量，從校正控制單元20輸入。

dc偏置校正單元13-1對于輸入的信號s2(相移單元12-1的輸出信號)加上校正值，進(jìn)行dc偏置校正。校正值對于i軸信號及q軸信號獨立地設(shè)定。從dc偏置校正單元13-1輸出的信號s3如(式4)那樣表示。

其中，d2(d2為復(fù)數(shù))表示由dc偏置校正單元13-1施加的dc偏置的校正值，從校正控制單元20輸入。

混頻器14-1對于來自dc偏置校正單元13-1的輸出信號進(jìn)行正交調(diào)制，上變頻(變頻)到高頻頻帶。若將混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置表示為d3(d3為復(fù)數(shù))，則從混頻器14-1輸出的正交調(diào)制后的信號s4如(式5)那樣表示。

其中，ωc表示載波頻率。(式5)的第1項表示原來的測試信號分量，第2項表示dc偏置(＝載波泄漏)分量。(式5)的第2項的dall如(式6)那樣表示。

dall＝d1e^jθ+d2+d3…(式6)

功率放大器15-1將由混頻器14-1上變頻的高頻信號放大到預(yù)定的功率。放大的高頻信號從發(fā)送天線17-1作為無線信號被發(fā)送。

方向性耦合器16-1取出由功率放大器15-1放大的高頻信號的一部分，輸出到包絡(luò)線檢波單元18-1。

包絡(luò)線檢波單元18-1對于由方向性耦合器16-1取出的信號進(jìn)行包絡(luò)線檢波。

圖3是表示包絡(luò)線檢波單元18-1的輸出波形的一例的圖。

在恒定振幅的正弦波(設(shè)角頻率為ωs)作為基帶信號被輸入到dac10的情況下，在不含有載波泄漏分量的理想的狀態(tài)下包絡(luò)線檢波單元18-1的輸出波形為固定(圖3的虛線)。另一方面，在含有載波泄漏分量的狀態(tài)下，包絡(luò)線檢波單元18-1的輸出波形為以角頻率ωs、即周期＝2π/ωs變動的信號(圖3的實線)。

振幅測量單元19從包絡(luò)線檢波單元18-1～18-m的輸出信號中提取角頻率ωs的分量，檢測載波泄漏分量。例如，振幅測量單元19也可以通過檢測包絡(luò)線檢波單元18-1～18-m的輸出信號的最大值和最小值進(jìn)行載波泄漏分量的檢測?；蛘?，振幅測量單元19也可以使用fft(fastfouriertransform：快速傅立葉變換)或濾波器等提取與載波泄漏分量相當(dāng)?shù)摩豷分量。

校正控制單元20設(shè)定相移單元12-1～12-m的相位旋轉(zhuǎn)量θ。此外，校正控制單元20基于振幅測量單元19所檢測的載波泄漏分量，調(diào)整對dc偏置校正單元13-1～13-m設(shè)定的校正值d2。

根據(jù)(式6)，可知混頻器14-1的輸出中包含的dc偏置分量dall因相移單元12-1中的相位旋轉(zhuǎn)量θ而變化。以下，使用圖4及圖5詳細(xì)地說明以(式6)表示的現(xiàn)象。

圖4是表示從相移單元12-1輸出的信號s2中包含的dc偏置的圖。將輸入到相移單元12-1的dc偏置以d1表示。如圖4所示，dc偏置d1因由相移單元12-1給予的相位旋轉(zhuǎn)量θ也受到相位旋轉(zhuǎn)，在圓周c上移動。例如，在未受到相位旋轉(zhuǎn)的情況下(θ＝0)為d1的狀態(tài)，在受到相位旋轉(zhuǎn)θ的情況下為d1e^jθ的狀態(tài)。

圖5是表示從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置的圖。再者，在圖5中，將dc偏置校正單元13-1施加的dc偏置的校正值作為d2＝0(即，不進(jìn)行dc偏置校正的狀態(tài))。如圖5所示，信號s4中包含的dc偏置，成為被輸入到相移單元12-1的dc偏置d1和混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3合成的狀態(tài)。

圖5所示的原點o和圓周c上的點之間的距離表示從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置的大小。這里，圖5所示的圓周c的中心從原點o相當(dāng)于偏移dc偏置d3。因此，如圖5所示，若相位旋轉(zhuǎn)量θ變化，則在圓周c上移動的dc偏置的大小(距原點o的距離)也變化。例如，未受到相位旋轉(zhuǎn)的情況下(θ＝0)，dc偏置以d1+d3表示，受到相位旋轉(zhuǎn)θ的情況下，dc偏置以d1e^jθ+d3表示。

這樣，dc偏置(即，載波泄漏分量)的大小因相移單元12-1對基帶信號給予的相位旋轉(zhuǎn)量θ而變動，所以在未考慮相位旋轉(zhuǎn)量θ的以往的載波泄漏校正方法中，接收裝置中的接收性能因載波泄漏分量的變動而劣化。

圖6是表示在以往的載波泄漏校正方法中，θ＝0的狀態(tài)下進(jìn)行載波泄漏校正的情況下的dc偏置的一例的圖。

若對于θ＝0的狀態(tài)(即，圖5的以d1+d3表示的dc偏置)進(jìn)行載波泄漏校正(例如，校正值d2＝-(d1+d3))，則d1移動到原點o。由此，在θ＝0的狀態(tài)下，載波泄漏分量為零。

可是，如圖6所示，在θ＝0以外的相位旋轉(zhuǎn)量中發(fā)生載波泄漏分量(d1e^jθ-d1)。即，在以往的載波泄漏校正方法中，相移單元12-1的相位旋轉(zhuǎn)量θ在特定的條件(圖6中θ＝0)中能夠除去載波泄漏分量，但相移單元12-1的相位旋轉(zhuǎn)量θ若因波束指向性的切換而變更，則無法除去載波泄漏分量。即，起因于與相位旋轉(zhuǎn)量θ對應(yīng)的載波泄漏分量的變動，例如圖3所示的有載波泄漏(實線)的情況下的包絡(luò)線檢波單元18-1的輸出波形的大小(正弦波的振幅)變動。

如以上，在以往的載波泄漏校正方法中，在切換波束指向性的情況下，因相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1(即，受到了相位旋轉(zhuǎn)的dc偏置)，有所謂發(fā)送的信號中包含的載波泄漏分量變動的問題。因此，在以往的載波泄漏校正方法中，不能充分地除去載波泄漏，接收裝置中的接收信號的檢測精度劣化。

此外，即使將相位旋轉(zhuǎn)量θ變更為與θ＝0不同的其他值進(jìn)行載波泄漏校正，也解決不了載波泄漏量隨著相位旋轉(zhuǎn)量θ的變化而變動的問題。

因此，在本發(fā)明的非限定性的實施例中，即使在切換波束指向性的情況下，也抑制載波泄漏分量的變動，或者，抑制載波泄漏分量。

以下，說明本發(fā)明的相控陣發(fā)送裝置的實施方式。再者，在以下的各實施方式中，對相同的結(jié)構(gòu)附加相同的標(biāo)號，省略重復(fù)的說明。以下，將使用了相控陣天線技術(shù)的無線發(fā)送裝置(包括相控陣天線的無線發(fā)送裝置)記載為相控陣發(fā)送裝置。

(實施方式1)

本實施方式的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)，基本結(jié)構(gòu)與圖2所示的相控陣發(fā)送裝置100是共同的，所以引用圖2來說明。

在本實施方式中，相控陣發(fā)送裝置100的校正控制單元20對于相移單元12-1中的被設(shè)定相位旋轉(zhuǎn)的相位旋轉(zhuǎn)量θ的多個候選(以下表示為相位設(shè)定θn(n＝0，1，…，n-1。n為2以上的整數(shù)))，分別計算使混頻器14-1的輸出信號s4中包含的載波泄漏分量為最小的校正值(后述的d2n)，基于算出的校正值d2n，確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2。

再者，在以下，發(fā)送分支11-1～11-m的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及動作是相同的，所以說明發(fā)送分支11-1的動作。

以下，說明在本實施方式中確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值的原理。

這里，作為一例，說明n＝2的情況。將2個相位設(shè)定分別設(shè)為θ0、θ1。θ0和θ1是彼此不同的值。

將相移單元12-1的相位設(shè)定設(shè)為θ0時的從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置，根據(jù)(式6)，如(式7)那樣表示。

校正控制單元20調(diào)整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在該狀態(tài)下載波泄漏分量最小(即，dal1＝0)。對于相位設(shè)定θ0在調(diào)整后得到的校正值d20，通過在(式7)中代入dall＝0，如(式8)那樣表示。

同樣地，將相移單元12-1的相位設(shè)定設(shè)為θ1時的從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置，根據(jù)(式6)，如(式9)那樣表示。

校正控制單元20調(diào)整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在該狀態(tài)下載波泄漏分量最小(即，使得dall＝0)。對于相位設(shè)定θ1在調(diào)整后得到的校正值d21，通過在(式9)中代入dall＝0，如(式10)那樣表示。

然后，校正控制單元20基于(式8)所示的校正值d20及(式10)所示的校正值d21，進(jìn)行(式11)的運算，使得抵消dc偏置d1。

由此，混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3如(式12)那樣求。

因此，校正控制單元20將對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2確定為d2＝-d3，以除去以(式12)表示的dc偏置d3。dc偏置校正單元13-1使用校正值d2進(jìn)行dc偏置校正。由此，(式6)所示的dc偏置(＝載波泄漏)如(式13)那樣表示。

dall＝d1e^jθ…(式13)

該dc偏置校正單元13-1的校正處理，相當(dāng)于從圖5所示的狀態(tài)(包含dc偏置d1、d3的狀態(tài))，除去圖4所示的狀態(tài)(dc偏置d3被除去，僅包含dc偏置d1的狀態(tài))。這樣一來，在dc偏置校正后，從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置分量dall為起因于混頻器14-1的dc偏置d3被除去的、振幅|d1|的正弦波。

由此，即使在相移單元12-1中切換波束指向性(相位旋轉(zhuǎn)量θ)，由于dc偏置分量dall的振幅以|d1|為恒定，所以載波泄漏量也不變化而為恒定。例如，在圖3所示的有載波泄漏(實線)的情況下的包絡(luò)線檢波單元18-1的輸出波形的大小(正弦波的振幅)，即使相位旋轉(zhuǎn)量θ變化也是恒定的。這樣一來，在相控陣發(fā)送裝置100中，即使切換波束指向性，載波泄漏分量也無變動，所以能夠降低載波泄漏分量的變動對接收信號的檢測精度產(chǎn)生的影響。

再者，將n＝2的情況作為一例進(jìn)行了說明，但對于n為3以上的情況，本實施方式也可適用。

具體而言，校正控制單元20對于多個相位設(shè)定θn(n＝0，1，…，n-1)的每一個，調(diào)整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得載波泄漏分量最小。對于相位設(shè)定θn在調(diào)整后得到的校正值d2n(校正候選值)如(式14)那樣表示。

由此，對于2個未知數(shù)d1、d3，得到n個(式14)，所以如果n為2以上，則能夠求解對2個未知數(shù)d1、d3的聯(lián)立方程式。因此，即使在n為3以上的情況下，校正控制單元20通過求解從n個(式14)選擇出的任意2個式，就能夠求dc偏置d3的值。

例如，n＝3的情況下，得到有關(guān)與相位設(shè)定θ0、θ1、θ2分別對應(yīng)的調(diào)整后的3個(式14)校正值d20、d21、d22。因此，校正控制單元20通過求解d20和d21、d21和d22、d22和d20的3個組合，得到3個d3的值。校正控制單元20使用3個d3的值之中其中1個的值，也可以確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)。

或者，校正控制單元20也可以求多個d3的平均值來確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)。理想地，得到的多個d3的值一致，而在實踐中，因噪聲或電路的特性偏差，預(yù)計得到的d3的值也偏差。因此，校正控制單元20通過將多個d3的值進(jìn)行平均，能夠減輕偏差的影響。

以上，說明了確定本實施方式中的校正值d2的原理。

接著，說明本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置100的載波泄漏校正方法。圖7是表示本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置100的載波泄漏校正方法的流程圖。

首先，對dac10輸入測試信號(步驟s100)。

接著，校正控制單元20對于相位設(shè)定θn設(shè)定為n＝0(初期值)(步驟s101)。

接著，校正控制單元20將相移單元12-1的相位旋轉(zhuǎn)量設(shè)定為θn(步驟s102)。

接著，校正控制單元20調(diào)整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得載波泄漏分量最小，對于相位設(shè)定θn將調(diào)整后得到的校正值作為d2n(步驟s103)。

接著，校正控制單元20判定是否n＝n-1(步驟s104)。在不是n＝n-1的情況下(步驟s104：“否”)，校正控制單元20設(shè)為n＝n+1(步驟s105)，返回到步驟s102的處理。

另一方面，在n＝n-1的情況下(步驟s104：“是”)，校正控制單元20基于校正值d2n(n＝0、1、…n-1)計算dc偏置d3，使用算出的dc偏置d3，求對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)(步驟s106)。

最后，校正控制單元20將步驟s106中求得的校正值d2設(shè)定在dc偏置校正單元13-1中(步驟s107)。

以上，如說明的那樣，本實施方式的相控陣發(fā)送裝置100對于多個相位設(shè)定調(diào)整使dc偏置最小的校正值，并基于對于多個相位設(shè)定調(diào)整的多個校正值，確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值。

因此，在本實施方式中，即使在相控陣發(fā)送裝置100中切換波束指向性(相位旋轉(zhuǎn)量θ)的情況下，也能夠除去混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3，并且抑制相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1造成的載波泄漏分量的變動，所以能夠抑制接收裝置中的接收信號的檢測精度的劣化。

(實施方式2)

本實施方式的相控陣發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)，基本結(jié)構(gòu)與圖2所示的相控陣發(fā)送裝置100是共同的，所以引用圖2來說明。

此外，本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置100的載波泄漏校正方法，與圖7所示的流程圖相同，所以省略說明。

在本實施方式中，相控陣發(fā)送裝置100(校正控制單元20)對于以(式15)表示的多個相位設(shè)定θn分別調(diào)整使dc偏置最小的校正值d2n，并基于調(diào)整后的各校正值d2n確定對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2。

(n＝0、1、…、n-1。n為2以上的整數(shù)。θa是任意的相位)

即，在本實施方式中，在多個相位設(shè)定θn中，被分別設(shè)定將1周期(2π)進(jìn)行n等分的值。

根據(jù)(式6)，在從將相移單元12-1的相位設(shè)定設(shè)為θn時的混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置如(式16)那樣表示。

校正控制單元20調(diào)整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在該狀態(tài)下載波泄漏分量為最小(即，使得dall＝0)。對于相位設(shè)定θn在調(diào)整后得到的校正值d2n，通過在(式16)中代入dall＝0，如(式17)那樣表示。

然后，如(式18)，校正控制單元20求在調(diào)整后得到的n個校正值d2n的平均值。

(式18)的第1項為首項“-(d1/n)e^jθa”、公比“e^j(2π/n)”的等比數(shù)列的n個項之和，所以為零。因此，(式18)以(式19)表示。

即，校正控制單元20可以基于校正值d2n的平均值，求在混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3。

校正控制單元20將對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2設(shè)定為d2＝-d3，以將(式19)表示的dc偏置d3除去。dc偏置校正單元13-1使用校正值d2進(jìn)行dc偏置校正。

由此，與實施方式1同樣，在dc偏置校正后，從混頻器14-1輸出的信號s4中包含的dc偏置分量如(式13)那樣表示。即，dc偏置校正單元13-1中起因于混頻器14-1的dc偏置d3被除去，所以dc偏置分量dall為振幅|d1|的正弦波。因此，與實施方式1同樣，即使在相移單元12-1中波束指向性(相位旋轉(zhuǎn)量θ)被切換，也能夠使載波泄漏量為恒定。

由此，即使在相控陣發(fā)送裝置100中切換波束指向性(相位旋轉(zhuǎn)量θ)的情況下，也能夠除去混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3，并且抑制相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1造成的載波泄漏分量的變動，所以能夠抑制接收裝置中的接收信號的檢測精度的劣化。

特別地，n＝2的情況下(例如，θ0＝0、θ1＝不)，(式19)如(式20)那樣表示。

這種情況下，對dc偏置校正單元13-1設(shè)定的校正值d2如(式21)那樣表示。

即，在本實施方式中，對dc偏置校正單元13-1設(shè)定的校正值d2從求校正值d20的步驟、求校正值d21的步驟、以及求d20及d21的平均值的步驟來求。特別地，能夠以平均值的計算處理進(jìn)行從d20及d21求dc偏置d3的處理(圖7的步驟s106的處理)，所以與實施方式1比較能夠簡單地實現(xiàn)。因此，根據(jù)本實施方式，在相控陣發(fā)送裝置100中，能夠比實施方式1進(jìn)一步削減在載波泄漏的校正上需要的時間(處理量)。

(實施方式3)

在實施方式1及2中，在切換了波束指向性的情況下，dc偏置被校正，使得載波泄漏分量不變動。相對于此，在本實施方式中，說明校正dc偏置，使得能夠進(jìn)一步除去相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置的方法。

圖8是表示本實施方式的相控陣發(fā)送裝置200的結(jié)構(gòu)的框圖。再者，在圖8中，對與圖2同樣的結(jié)構(gòu)部分附加相同的標(biāo)號，并省略其說明。在圖8中，與圖2不同的方面是，在各相移單元12-1～12-m的前級分別追加了dc偏置校正單元21-1～21-m。

再者，發(fā)送分支11-1～11-m的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及動作是相同的，所以在以下的說明中，說明發(fā)送分支11-1的動作。

dc偏置校正單元21-1對于從dac10分支的模擬基帶信號(即，相位旋轉(zhuǎn)前的基帶信號)施加校正值，將校正后的信號輸出到相移單元12-1。

除了實施方式1的動作以外，校正控制單元20還確定對dc偏置校正單元21-1～21-m設(shè)定的校正值。具體而言，校正控制單元20使用對于多個相位設(shè)定θn的每一個得到的校正值d2n，確定校正值(即，-d1)，以將相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1除去。

以下，說明求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值的方法。

這里，假設(shè)校正控制單元20在n＝2的情況中，根據(jù)實施方式1中說明的(式12)，求對dc偏置校正單元13-1給予的校正值d2(＝-d3)。

與實施方式1同樣，校正控制單元20調(diào)整對dc偏置校正單元13-1輸入的校正值d2，使得在2個相位設(shè)定θ0、θ1的每一個中載波泄漏分量為最小。對于相位設(shè)定θ0、θ1的每一個在調(diào)整后得到的校正值d20、d21以(式8)、(式10)表示。

這里，校正控制單元20基于(式8)所示的校正值d20及(式10)所示的校正值d21，以抵消dc偏置d3而進(jìn)行(式22)的運算。

由此，相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1如(式23)那樣來求。

因此，校正控制單元20將對dc偏置校正單元21-1給予的校正值確定為-d1，以除去以(式23)表示的dc偏置d1。dc偏置校正單元21-1使用校正值-d1進(jìn)行dc偏置校正。

由此，在dc偏置校正單元21-1中相位旋轉(zhuǎn)前dc偏置d1被除去，dc偏置校正單元13-1中起因于混頻器14-1的dc偏置d3被除去，所以用(式6)表示的dc偏置分量dall為零。

這樣一來，在相控陣發(fā)送裝置200中，即使切換波束指向性，載波泄漏分量也被除去，所以能夠防止載波泄漏分量的變動造成的接收信號的檢測精度的劣化。

接著，說明本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置200的載波泄漏校正方法。

圖9是表示本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置200的載波泄漏校正方法的流程圖。再者，在圖9中，對與實施方式1(圖7)相同的動作附加相同的標(biāo)號，并省略其說明。

校正控制單元20基于步驟s103中求得的校正值d2n(n＝0、1、…、n-1)，求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值-d1(步驟s200)。然后，校正控制單元20將步驟s200中求得的校正值-d1設(shè)定在dc偏置校正單元21-1中(步驟s201)。

再者，在圖9中，步驟s106和步驟s200也可以調(diào)換序號，步驟s107和步驟s201也可以調(diào)換序號。

這樣，在本實施方式中，在相控陣發(fā)送裝置200中，通過追加dc偏置校正單元21-1，不僅校正混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置，還可校正相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置。由此，根據(jù)本實施方式，即使在相控陣發(fā)送裝置200中切換波束指向性(相位旋轉(zhuǎn)量θ)的情況下，也能夠除去相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1及混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3兩者，所以能夠抑制接收裝置中接收信號的檢測精度的劣化。

(實施方式3的變形1)

特別地，在使得θ0和θ1之間的相位差為π而選擇了θ0和θ1的情況下，例如，在θ0＝0、θ1＝π的情況下，(式23)如(式24)那樣。

由此，校正控制單元20能夠通過比(式23)簡單的運算來求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值-d1。

(實施方式3的變形2)

作為求dc偏置d1的另一例子，有如下那樣的方法。

如前述，對于多個相位設(shè)定θn得到的校正值d2n以(式14)表示。

這里，若將(式14)變形，則如(式25)那樣。

d3以實施方式1和實施方式2中說明的方法來求。由此，校正控制單元20對于某個n(例如，n＝1)，通過代入d2n、d3，能夠求相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置d1。

(實施方式3的變形3)

作為求dc偏置d1的另一方法，有如下的方法。在使用以(式15)表示的多個相位設(shè)定θn的情況下，校正控制單元20對于校正值d2n(n＝0、1、…、n-1)進(jìn)行(式26)的運算。

(式26)的第2項為首項“-(d3/n)e^-jθa”、公比“e^-j(2π/n)”的等比數(shù)列的n個項之和，所以為零。因此，(式26)以(式27)表示。

由此，校正控制單元20能夠求對dc偏置校正單元21-1給予的校正值-d1。如變形(variation)3那樣，校正控制單元20通過使用n個校正值d2n來求dc偏置d1，與使用(式25)的情況相比，能夠提高校正值-d1的精度。

特別地，在n＝2的情況下，(式27)為(式24)，校正控制單元20能夠以簡單的處理來求對第1dc偏置校正單元211給予的校正值。

(實施方式4)

圖10是表示本實施方式的相控陣發(fā)送裝置300的結(jié)構(gòu)的框圖。再者，在圖10中，對與圖2或圖8同樣的結(jié)構(gòu)部分附加相同的標(biāo)號，并省略其說明。

在圖10中，與圖8的不同是，追加了用于直接檢測被輸入到相移單元12-1～12-m的信號的dc偏置的電壓測量單元31-1～31-m。

此外，發(fā)送分支11-1～11-m的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及動作是相同的，所以在以下的說明中，說明發(fā)送分支11-1的動作。

電壓測量單元31-1通過測量dc偏置校正單元21-1的輸出電壓，檢測相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置。即，電壓測量單元31-1測量輸入到相移單元12-1的i軸信號及q軸信號(即，相位旋轉(zhuǎn)前的基帶信號)各自的電壓值。此外，在i軸信號及q軸信號分別作為差動信號構(gòu)成的情況下，電壓測量單元31-1測量差動信號兩者的電壓。

校正控制單元20按照從電壓測量單元31-1輸入的電壓值(dc偏置)，控制對dc偏置校正單元21-1給予的校正值，以將該dc偏置除去。dc偏置校正單元21-1將從校正控制單元20輸入的校正值施加在模擬基帶信號中，進(jìn)行dc偏置校正。

此外，校正控制單元20在dc偏置校正單元21-1使用校正值d1進(jìn)行了dc偏置校正后，確定校正值d2，以將混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置除去。換句話說，校正控制單元20在相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置被除去的狀態(tài)下，確定用于除去混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置的校正值d2。

接著，說明本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置300的載波泄漏校正方法。

圖11是表示本實施方式中的相控陣發(fā)送裝置300的載波泄漏校正方法的流程圖。

首先，將輸入到dac10的基帶信號設(shè)為無信號狀態(tài)(步驟s300)。由此，在無信號狀態(tài)中電壓測量單元22-1所測量的電壓值為表示相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置的值。

接著，校正控制單元20基于由電壓測量單元31-1測量的dc偏置(電壓值)，調(diào)整dc偏置校正單元21-1，以將相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置除去(步驟s301)。例如，校正控制單元20基于由電壓測量單元31-1測量的dc偏置d1，也可以對dc偏置校正單元21-1確定校正值-d1。

接著，dac10被輸入測試信號(步驟s302)。

最后，校正控制單元20調(diào)整dc偏置校正單元13-1，使得載波泄漏分量為最小(步驟s303)。

這里，通過步驟s301的處理，在相控陣發(fā)送裝置300中，成為相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置被除去的狀態(tài)。因此，在步驟s303中，相控陣發(fā)送裝置300能夠不考慮相移單元12-1造成的dc偏置d1的相位旋轉(zhuǎn)(例如，參照圖5)，而除去在混頻器14-1中發(fā)生的dc偏置d3。

這樣，在本實施方式中，相控陣發(fā)送裝置300中，能夠通過設(shè)置電壓測量單元31-1，直接檢測相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置(電壓值)，調(diào)整dc偏置，以除去檢測出的dc偏置。此外，相控陣發(fā)送裝置300能夠在調(diào)整了相移單元12-1的前級發(fā)生的dc偏置后，通過進(jìn)行dc偏置校正單元13-1中的dc偏置的調(diào)整，充分地抑制發(fā)送分支整體的載波泄漏。

以上，說明了本發(fā)明的各實施方式。

再者，圖7、圖9、圖11的流程圖是表示對1個發(fā)送分支11-1的dc偏置的校正方法的流程圖，對于剩余的發(fā)送分支11-2～11-m也能夠以同樣的方法校正dc偏置。

此外，在發(fā)送分支11-1～11-m之中、進(jìn)行任一個發(fā)送分支中dc偏置校正的期間，可以將不進(jìn)行dc偏置校正的其他發(fā)送分支的電源設(shè)為關(guān)斷(off)的狀態(tài)，也可以設(shè)為接通(on)的狀態(tài)。通過將不進(jìn)行校正的其他發(fā)送分支的電源設(shè)為關(guān)斷的狀態(tài)，能夠抑制校正中的相控陣發(fā)送裝置的功耗。另一方面，通過將不進(jìn)行校正的其他發(fā)送分支的電源設(shè)為接通的狀態(tài)，能夠與通常的動作時相同的溫度進(jìn)行dc偏置校正。在載波泄漏因溫度而變動的情況下，通過將所有的發(fā)送分支設(shè)為接通狀態(tài)進(jìn)行校正，即使在通常動作時也能夠維持抑制了載波泄漏的狀態(tài)。

此外，在發(fā)送分支11-1～11-m之中、進(jìn)行任一個發(fā)送分支的dc偏置校正的期間，將不進(jìn)行dc偏置校正的其他發(fā)送分支的電源設(shè)為接通(on)狀態(tài)的情況下，也可以將不進(jìn)行dc偏置校正的發(fā)送分支的功率放大器15-1～15-m設(shè)為關(guān)斷(off)狀態(tài)?；蛘?，在功率放大器15-1～15-m和發(fā)送天線17-1～17-m之間設(shè)置天線開關(guān)(未圖示)，在發(fā)送分支11-1～11-m之中、將不進(jìn)行dc偏置校正的發(fā)送分支的電源設(shè)為接通狀態(tài)的情況下，也可以將天線開關(guān)設(shè)為關(guān)斷的狀態(tài)。在發(fā)生發(fā)送天線17-1～17-m間的繞入的情況下，不進(jìn)行校正的發(fā)送分支的信號繞入到進(jìn)行校正的發(fā)送分支11中，發(fā)生干擾而校正有可能未正確地進(jìn)行。相對于此，通過將沒有進(jìn)行校正的發(fā)送分支11的功率放大器15-1～15-m、或天線開關(guān)設(shè)為關(guān)斷(off)，能夠抑制對校正中的發(fā)送分支11的干擾。

此外，進(jìn)行載波泄漏校正的定時，可以是電源起動時，只要對相控陣發(fā)送裝置的原來的功能不產(chǎn)生影響的定時，則也可以在通常動作中進(jìn)行。此外，也可以在電源起動時及通常動作時的其中一個中進(jìn)行載波泄漏的校正。例如，在動作中周圍溫度較大變化的情況下，假定載波泄漏量也變化，以前求得的校正值不是最佳的。這樣的情況下，也可以在相控陣發(fā)送裝置內(nèi)設(shè)置溫度傳感器，在由溫度傳感器檢測的溫度發(fā)生恒定以上的變化的情況下，校正控制單元20再次進(jìn)行載波泄漏的校正。或者，通過周期性地提供用于對基帶信號進(jìn)行載波泄漏校正的測試信號來周期性地確認(rèn)載波泄漏量，在載波泄漏量增大的情況下也可以進(jìn)行再次校正。

此外，在上述實施方式中，通過例子說明了用硬件構(gòu)成本發(fā)明的一方式的情況，但也可以在與硬件的協(xié)同中通過軟件實現(xiàn)本發(fā)明。

此外，用于上述實施方式的說明中的各功能塊通常被作為具有輸入端子和輸出端子的集成電路即lsi來實現(xiàn)。集成電路控制在上述實施方式的說明中使用的各功能塊，也可以包括輸入端子和輸出端子。這些功能塊既可以被單獨地集成為單芯片，也可以包含一部分或全部地被集成為單芯片。雖然這里稱為lsi，但根據(jù)集成程度，可以被稱為ic(integratedcircuit；集成電路)、系統(tǒng)lsi、超大lsi(superlsi)、或特大lsi(ultralsi)。

此外，集成電路化的方法不限于lsi，也可使用專用電路或通用處理器來實現(xiàn)。也可以使用可在lsi制造后編程的fpga(fieldprogrammablegatearray：現(xiàn)場可編程門陣列)，或者使用可重構(gòu)lsi內(nèi)部的電路單元的連接、設(shè)定的可重構(gòu)處理器(reconfigurableprocessor)。

再者，隨著半導(dǎo)體的技術(shù)進(jìn)步或隨之派生的其它技術(shù)，如果出現(xiàn)能夠替代lsi的集成電路化的技術(shù)，當(dāng)然可利用該技術(shù)進(jìn)行功能塊的集成化。還存在著適用生物技術(shù)等的可能性。

標(biāo)號說明

100，200，300相控陣發(fā)送裝置

10dac

11發(fā)送分支

12相移單元

13，21dc偏置校正單元

14混頻器

15功率放大器

16方向性耦合單元

17發(fā)送天線

18包絡(luò)線檢波單元

19振幅測量單元

20校正控制單元

31電壓測量單元