本發(fā)明屬于水聲通信領(lǐng)域，具體涉及一種水下通信中的多普勒擴展抑制方法。

背景技術(shù)：

水聲通信是水下環(huán)境中實現(xiàn)無線通信中一種典型的技術(shù)，由于水下環(huán)境尤其是淺水環(huán)境存在較多反射多徑，以及收發(fā)器的相對運動，會導(dǎo)致水聲傳播時產(chǎn)生時變的時延和嚴重的多普勒擴展。在單載波系統(tǒng)中，多徑時延會導(dǎo)致碼間干擾，使信號畸變嚴重。而多載波系統(tǒng)中，比如正交頻分復(fù)用系統(tǒng)(ofdm)較多用于寬帶水聲系統(tǒng)，然而ofdm系統(tǒng)對多普勒較為敏感，多普勒會破壞子載波的正交性會導(dǎo)致子載波干擾，因此準確對多普勒的估計是實現(xiàn)可靠水聲通信的關(guān)鍵。

水聲通信系統(tǒng)中多普勒擴展在時域上會導(dǎo)致符號長度發(fā)生壓縮或展寬，因此對多普勒的估計與補償較為經(jīng)典的方法是在數(shù)據(jù)幀前后插入同步線性調(diào)頻信號，通過已知發(fā)送數(shù)據(jù)幀長度與通過信道后的長度變化來估計多普勒因子，再基于重采樣的線性內(nèi)插實現(xiàn)多普勒補償。此種方法的估計精度是由幀長度所決定的，但較長的幀長度不滿足多普勒的時變性，反而會使得性能變差。解決方案是進行兩步的多普勒補償，既先通過重采樣進行信號多普勒的粗補償，再進行更為精細的多普勒補償。無論是哪種方法，都假設(shè)所有路徑的多普勒是近似的，這與實際情況可能會有很大不同，由于運動方向不同，不同傳播路徑上的多普勒可能會出現(xiàn)符號相反的情況。因此只有對不同路徑的多普勒分別進行補償是恢復(fù)信號的有效方法。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是在針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，提出了一種水聲通信的多普勒估計與補償方法。

本方法基于正交角域子空間投影，用于估計不同傳輸路徑的多普勒擴展的方法，其中本發(fā)明中水聲發(fā)送接收信號是基于ofdm調(diào)制解調(diào)進行的。

本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案包括如下步驟：

步驟(1).對一個子載波個數(shù)為n的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)(ofdm)，構(gòu)造寬帶水聲信號第k個頻點fk的正交角域投影基矢量uk：

其中，方向矢量ek(φ)具體如下：

其中φ是接收方向角，是在第i個接收天線第k個頻點的系數(shù)權(quán)重，△k為陣列歸一化間隔，nr為接收陣列天線個數(shù)。

步驟(2).對接收信號進行快速傅里葉變換，得到不同頻點信號，之后對不同頻點信號做正交投影，表示為：

其中y(k)、y^a(f)分別表示投影前后的頻域接收信號，是uk的轉(zhuǎn)置；

從而進一步得到時域上不同子空間的接收信號，其中第n個子空間的接收信號表示為：

其中表示為第n個子空間包含的信號集，s(t)為發(fā)送信號，ap、hp、τp分別為第p條路徑的多普勒因子、衰減系數(shù)、時延，為高斯白噪聲。

步驟(3).估計子空間重采樣多普勒因子，對子空間信號先進行粗補償，得益于陣列多天線的角域分辨能力，估計的多普勒因子表示為：

其中v是接收機的運動速度，c是聲音傳播速度，β是運動方向與陣列天線方向的夾角；φn表示第n個子空間的方向角；

之后對不同子空間的接收信號做重采樣，表示為：

步驟(4).對重采樣后的子空間信號做殘余多普勒補償，其中殘余多普勒估計采用計算接收信號零子載波代價函數(shù)的方法；

殘余多普勒估計補償后的子空間信號表示為：

其中，為子空間殘余多普勒估計值，j為虛數(shù)單位，

步驟(5).對補償后的子空間信號進行子空間信道估計，構(gòu)造信道矩陣并基于最小線性均方誤差的方法進行符號解調(diào)，恢復(fù)符號表示為：

其中表示信道矩陣、n0為噪聲能量、i為單位矩陣、為的矩陣，表示的共軛轉(zhuǎn)置。

本發(fā)明關(guān)注的是水下多徑環(huán)境中非一致多普勒的估計補償問題，通過構(gòu)造接收信號的正交角域空間，將接收信號投影到各個不同的正交角域空間中，之后可對不同子空間的信號分別進行多普勒補償，首先通過估計出各子空間的多普勒因子，再進行重采樣后進行殘余多普勒的補償。本發(fā)明的提出使得在重采樣移除了主要的多普勒影響，也減小了殘余多普勒的估計值，多普勒擴展可以更為精確的補償，從而系統(tǒng)性能可以很大程度的提高。

附圖說明

圖1本發(fā)明接收陣列示意圖；

圖2本發(fā)明接收機框圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步說明。

圖1所示為天線陣列接收遠場聲信號的示意圖，相鄰的陣列接收到的信號有的相位延遲，其中d為陣列間距，φ是接收方向角，c是聲音傳播速度，圖2所示為接收機整體框圖。時變多徑時延水聲信號的沖激響應(yīng)可表示為：

其中hp(t)是路徑增益，τp(t)是路徑時延，假定τp(t)＝τp-apt，因而接收陣列接收到的信號可表示為：

其中nr為接收陣列天線個數(shù)，θp為第p路徑信號的到達角，是相對于天線1的相位延遲。

在對接收信號進行正交投影之前，首先構(gòu)造寬帶水聲信號不同頻點fk的正交角域投影基矢量uk：

其中，方向矢量ek(φ)具體如下：

其中是在第i個接收天線第k個頻點的系數(shù)權(quán)重，△k為陣列歸一化間隔，每個方向矢量在角度為±φn都有一對主瓣和幾個旁瓣，這意味著沿任意物理方向的接收信號，其絕大多數(shù)能量與某個特定的ek(φ0)矢量同向，而在其它矢量方向上幾乎沒有能量。之后對接收信號進行快速傅里葉變換，得到不同頻點信號，之后對不同頻點信號做正交投影，可表示為：

從而進一步得到時域上不同子空間的接收信號，其中第n個子空間的接收信號可表示為：

其中表示為第n個子空間包含的信號集，s(t)為發(fā)送信號，ap為多普勒因子，為高斯白噪聲。

通過對子空間信號進行重采樣，移除多普勒影響造成的符號展寬或壓縮，得益于陣列多天線的角域分辨能力，估計的多普勒重采樣因子可表示為：

其中v是接收機的運動速度，c是聲音傳播速度，β是運動方向與陣列天線方向的夾角。之后對不同子空間的接收信號做重采樣可表示為：

之后，進一步對重采樣后的子空間信號做殘余多普勒補償，其中殘余多普勒估計采用計算接收信號零子載波代價函數(shù)的方法。殘余多普勒估計補償后的子空間信號可表示為：

其中，為子空間殘余多普勒估計值。

補償后的子空間信號進行子空間信道估計，構(gòu)造信道矩陣并基于最小線性均方誤差的方法進行符號解調(diào)，可表示為：

造成不同多普勒影響的原因主要是由于多徑信號的到達角不同，到達角差別較大時會導(dǎo)致多普勒值也差別較大。傳統(tǒng)方法假設(shè)多徑多普勒影響是相同的，這會產(chǎn)生很大誤差，尤其是在通信距離較近時，不同路徑的多普勒擴散更為明顯。本發(fā)明方法由于采用多天線系統(tǒng)，使得該系統(tǒng)具有時域、頻域、空域三維分辨力，通過構(gòu)造接收信號的正交角域空間，將接收信號投影到各個不同的正交角域空間中，之后可對不同子空間的信號分別進行多普勒補償。在實際情況中，補償?shù)木仁怯申嚵刑炀€的個數(shù)決定的，天線數(shù)目越多，角度分辨力越強，多普勒擴展估計誤差也更小，從而實現(xiàn)更好性能的多普勒擴展抑制效果。