本發(fā)明屬于信息與通信工程技術領域，涉及l(fā)eo衛(wèi)星協(xié)作通信中的空時編碼及檢測技術，具體是一種基于雙采樣的差分空時正交頻分復用方法。

背景技術：

近年來隨著空地一體化系統(tǒng)的逐步實施，利用leo人造衛(wèi)星為水、陸、空域中無線電通信站提供通信的需求急劇增加。采用分布式空時編碼(dstc)將多顆leo衛(wèi)星作為中繼，組成抗信道衰落的虛擬多輸入多輸出(mimo)系統(tǒng)，近年來逐漸成為衛(wèi)星通信技術研究熱門之一。然而，由于中繼系統(tǒng)中各衛(wèi)星位置不同，使轉發(fā)信號到達接收端時存在時延差導致符號間干擾(isi)，因此如何抵抗時延差從而提高衛(wèi)星通信質量成為研究熱點。

將分布式空時編碼(dstc)與正交頻分復用(ofdm)相結合的dstc-ofdm編碼是分布式中繼網(wǎng)絡中抗時延差影響的主要技術之一，通過該技術可在保持編碼正交性的同時將整數(shù)時移轉化成頻移。傳統(tǒng)方法接收端在收到編碼信號后以符號速率采樣，然而當時延差為非符號周期整數(shù)倍時，會導致采樣點因較符號峰值位置偏移而導致采樣值大小不準，同時也會疊加進對旁瓣的采樣值，造成符號間干擾。另外在解碼時，接收端需要通過信道估計來得到瞬時信道狀態(tài)信息(csi)，從而實現(xiàn)對信號的相干檢測，具有較大復雜度。

技術實現(xiàn)要素：

為克服上述技術的現(xiàn)有不足，本發(fā)明公布一種基于雙采樣的leo系統(tǒng)差分空時正交頻分復用編碼方法，其不僅可以實現(xiàn)在信道條件未知的情況下對各中繼衛(wèi)星進行協(xié)同編碼，避免了因估計衛(wèi)星信道帶來的系統(tǒng)復雜度，還通過令接收端采樣器始終保持在當前符號主瓣大于其他符號旁瓣的區(qū)間內進行兩次采樣，使等增益合并后的系統(tǒng)平均接收信噪比增加，達到可以抵抗非整數(shù)時延差的效果。

本發(fā)明解決其技術問題所采用的技術方案的具體步驟如下：

本發(fā)明解決其技術問題所采用的技術方案具體包括下面4個步驟：

步驟1.構建leo衛(wèi)星信道下異步雙中繼網(wǎng)絡模型；

步驟2.進行差分dtsc-ofdm編碼；

步驟3.構造雙采樣接收機；

步驟4.接收端進行差分解碼；

所述步驟1中對leo衛(wèi)星信道下的異步雙中繼網(wǎng)絡進行建模；

由一個發(fā)射端s，兩顆中繼衛(wèi)星r1、r2及一個接收端d組成的分布式衛(wèi)星協(xié)作通信系統(tǒng)，系統(tǒng)中節(jié)點均為單天線結構，傳輸模式選擇半雙工；系統(tǒng)傳輸信號可為兩個階段，第一階段：s對信號進行編碼并將其廣播至r1，r2，第二階段：r1，r2分別對接收到的信號進行空時編碼處理并采用放大轉發(fā)協(xié)議af轉發(fā)信號至d，整個過程地面收發(fā)兩端不存在直射信號；衛(wèi)星信道為服從萊斯分布的準靜態(tài)信道，各信道間互不相關，且每條信道均由l路獨立的多徑組成，兩階段中的各路多徑信道系數(shù)分別由pi,l，qi,l表示，其中i＝1,2,表示中繼衛(wèi)星編號，l＝1,…,l；由于多徑效應及各衛(wèi)星相對收發(fā)兩端位置的不同，造成兩路信號經(jīng)傳輸后達接收端時存在時延差，系統(tǒng)因此變?yōu)楫惒较到y(tǒng)；

所述步驟2中的差分dtsc-ofdm編碼由發(fā)送端和中繼共同完成，具體包括下述步驟：

2-1.發(fā)射端將基帶經(jīng)過星座圖映射的信號分組構造為酉空時矩陣；

調制信號集合記為χ，將χ中每n個符號為一組x[n]，并把每連續(xù)兩組符號{x1[n],x2[n]}∈χ構造成一個酉空時矩陣x[n]：

其中，n＝0,…,n-1，為每組中的第n個符號；

2-2.系統(tǒng)對酉空時矩陣進行差分編碼；

系統(tǒng)對第k個x[n]矩陣進行差分編碼，可表示為：

s[n]^(k)＝x[n]^(k)s[n]^(k-1)(2)

其中，s[n]＝[s1[n],s2[n]]^t，初始迭代值s[n]⁽⁰⁾＝[1，0]^t

2-3.對每個差分信號矩陣進行正交頻分復用處理：

其中，m＝0,…,n-1為ofdm中的第m個子載波；

2-4.信號由發(fā)射端傳輸至中繼；

對每個差分信號矩陣進行正交頻分復用處理后的信號添加循環(huán)前綴并進行并串轉換，經(jīng)脈沖整形后，從k＝0開始在連續(xù)兩個ofdm時隙內將廣播發(fā)送至中繼，其中r＝1,2表示當前為第r個時隙，sr[m]為s[m]的第r行向量；

2-5.中繼對接收到的信號進行空時編碼構造；

中繼接收到的信號可表示為：其中p0為發(fā)射端每個符號的發(fā)射功率，r＝2為中繼衛(wèi)星個數(shù)，為第一階段信道的離散沖擊響應，其中pi,l為發(fā)送端到第i顆中繼衛(wèi)星的第l路多徑信道系數(shù)，當m＝l時δ[m-l]＝1，當m≠l時δ[m-l]＝0，ψi,r[m]為發(fā)射端到第i顆中繼衛(wèi)星引入的均值為0，方差為n0的加性高斯白噪聲；

中繼節(jié)點按下面公式對信號進行處理，將其組成空時編碼形式：

其中，是放大系數(shù)，pr是中繼端每個符號的發(fā)射功率，(·)*表示共軛轉置，zi,r[<-m>n]是zi,r[m]的圓周時域反轉，可表示為：

2-6.中繼將信號發(fā)送至接收端；

各中繼分別為信號添加循環(huán)前綴并進行并串轉換，經(jīng)脈沖整形后在連續(xù)兩個ofdm時隙內將vi,r信號發(fā)送到接收端；

步驟3.在接收端構造雙采樣接收機具體包括下述步驟：

3-1.對到達接收端的信號進行低通濾波；

采用的低通濾波器為升余弦滾降濾波器，可表示為：

g(t)＝sinc(t/ts)cos(πβt/ts)/(1-4β²t²/ts²)

(6)其中，β為升余弦滾降濾波器的滾降系數(shù)，ts為接收符號周期大小，t為采樣時刻；

3-2.采樣器在原采樣的基礎上增加一處采樣點；

接收端在原有符號速率0,±ts,±2ts,…為定時采樣點的同時，在±ts/2,±3ts/2,±5ts/2…處也增加一處采樣點；

3-3.對經(jīng)過濾波的信號在采樣器的兩采樣點處分別進行采樣；

一個符號周期內有兩個采樣點對信號采樣，兩次采樣得到的值分別為：

其中，ts表示一個符號周期；di＝1,2,…,為第i顆衛(wèi)星轉發(fā)信號到達接收端產(chǎn)生時延差的整數(shù)部分，0≤τi＜ts為第i顆衛(wèi)星轉發(fā)信號到達接收端產(chǎn)生時延差的小數(shù)部分，表示卷積處理，lmf為考慮旁瓣數(shù)，φr[m]、為中繼到接收端引入的服從均值為0，方差為n0的加性高斯白噪聲；

3-4.將兩次采樣得到的值進行等增益合并；

3-5.將等增益合并后的信號進行ofdm解調：

3-6.計算等增益合并后接收端的平均接收信噪比；

將公式(9)帶入公式(10)中，得到離散時域接收信號：

其中vi,r＝dft{vi,r[m]}，dft{·}表示傅里葉變換，

并令

可用如下公式表示在兩中繼情況下經(jīng)歷整個傳輸過程后的分布式系

統(tǒng)接收信號：

將系統(tǒng)第一階段的離散頻域信道系數(shù)及公式(3)、(4)、(11)帶入公式(12)中可得分布式系統(tǒng)在第n個子載波的等效頻域信道系數(shù)：

經(jīng)第n個子載波傳輸引入的等效加性高斯噪聲：

其中，ψi,r[n]＝dft{ψi,r[m]}，系統(tǒng)等效噪聲w[n]為服從均值為0，方差為σ²[n]ir的加性高斯白噪聲，ir為r階單位向量，σ²[n]大小可表示為：

在實際情況下通常假設已知最大時延差整數(shù)部分因此在循環(huán)前綴足夠長且給定qi,l值時，每符號平均接收信噪比是小數(shù)時延差τi與子載波數(shù)n的函數(shù)：

步驟4.接收端進行解碼

接收端在解碼時可以采用最大似然譯碼：

其中，c＝{x|x^hx＝xx^h＝i2}，||·||表示frobenius范數(shù)。

本發(fā)明有益效果如下：

本發(fā)明中的基于差分dstc-ofdm編碼條件下的雙采樣方法，可以克服由頻率選擇性衰落帶來的符號間干擾，同時收發(fā)兩端省去復雜的信道估計；接收端通過采用一種雙采樣的方式，來提高接收端平均接收信噪比，從而抵消因小數(shù)部分時延差存在而帶來的系統(tǒng)性能下降。相較于以往的方法，本發(fā)明使系統(tǒng)在小數(shù)部分時延差存在時，能夠較好的提高誤碼性能。

附圖說明

圖1為雙leo衛(wèi)星中繼系統(tǒng)模型圖。

圖2為改進的雙采樣接收機模型圖。

圖3為異步傳輸對傳統(tǒng)空時協(xié)同編碼的誤碼性能影響圖。

圖4為時采用原方法在時延差與子載波數(shù)目不同情況下接收信噪比曲線。

圖5為采用本發(fā)明在時延差與子載波不同情況下接收信噪比曲線。

圖6為采用原方法和本發(fā)明在時延差不同情況下系統(tǒng)誤碼性能曲線。

圖7為采用本發(fā)明在旁瓣數(shù)不同情況下系統(tǒng)誤碼性能曲線。

具體實施方式

下面結合附圖和附表對本發(fā)明實施例作詳細說明。

圖1為雙leo衛(wèi)星中繼情況下系統(tǒng)模型圖。圖中系統(tǒng)由一個發(fā)射端s，兩顆中繼衛(wèi)星r1、r2及一個接收端d組成，系統(tǒng)中節(jié)點均為單天線結構，傳輸模式選擇半雙工。s首先對信號進行編碼并將其廣播至r1，r2，各中繼分別對接收到的信號進行空時編碼處理并采用放大轉發(fā)協(xié)議(af)轉發(fā)信號至d，整個過程地面收發(fā)兩端不存在直射信號。

圖2為改進的雙采樣接收機模型圖。采樣器在一個符號周期內有兩個采樣點對信號采樣，接收端在符號速率0,±ts,±2ts,…定時采樣的同時在±ts/2,±3ts/2,±5ts/2…處也進行一次采樣，并在在采樣完成后將一個符號周期中處于主瓣大于其他旁瓣區(qū)間內的兩采樣值進行等增益合并。

表1為該發(fā)明算法在仿真中所需要的系統(tǒng)參數(shù)值

表1仿真中所需要的系統(tǒng)參數(shù)值

由圖表可知，本發(fā)明算法對所需的系統(tǒng)參數(shù)和算法初始值進行了設置，假設衛(wèi)星信道服從萊斯分布，萊斯因子為10，信道中l(wèi)條路徑功率歸一化為根據(jù)銥星系統(tǒng)將用戶鏈路選取為l頻段，信源調制方式qpsk，子載波數(shù)n＝64，升余弦滾降系數(shù)β＝0.9，旁瓣數(shù)lmf＝1，系統(tǒng)總功率為p時選取兩中繼情況最優(yōu)功率分配p0＝p/2，pr＝p/4。

圖3針對傳統(tǒng)空時編碼在異步傳輸系統(tǒng)中的誤碼性能進行了仿真。從圖中可以看出，從τ2＝0.2ts開始，系統(tǒng)開始產(chǎn)生誤差，隨著時延差的增大，系統(tǒng)誤碼性能進一步惡化，當時延差τ＝0.6ts時，系統(tǒng)幾乎不可用。

圖4、圖5分別選取l＝1，p/n0＝25db，|qi[n]|＝1時，分別對原方法和本發(fā)明在時延差和子載波數(shù)不同時的平均接收信噪比進行仿真。從圖中可以看出，當系統(tǒng)時延差為定值時，平均接收信噪比大小以n/2對稱，先減小后增加；當子載波數(shù)目為定值時，系統(tǒng)隨著τ的增大，接收信噪比呈γ(n,τ)＝γ(n,ts-τ)對稱，先減小后增加，當時延差τ＝0.5ts時平均接收信噪比均達到最小值。同時，在相同條件下，本發(fā)明得到的系統(tǒng)接收信噪比較原方法增大，并在時延差τ＝(0&0.5&1)ts時,接收信噪比曲線互相重合。

圖6給出了在不同小數(shù)時延差存在的情況下，采用原方法及本發(fā)明得到的系統(tǒng)誤碼性能曲線。由圖可見，在時延差相同情況下，本發(fā)明較原方案誤碼性能有所提高。對于原方案，系統(tǒng)誤碼性能隨時延差增大而降低，時延差τ＝0.5ts時，由圖3可知系統(tǒng)此時接收信噪比最小，誤碼性能最差。對于本發(fā)明，當時延差τ＝(0&0.5&1)ts時,誤碼性能曲線相互重合，而當τ為其他值時，由于平均接收信噪比更大，因此系統(tǒng)誤碼性能曲線更好。當τ＝0.5ts，誤碼率為10^-3時，本發(fā)明較原方案有2.5db性能優(yōu)勢；誤碼率為10^-4時，較原方案有5db性能優(yōu)勢。因此，本發(fā)明相對于傳統(tǒng)方法可提高系統(tǒng)的誤碼性能，且當小數(shù)部分時延差存在時效果更好。

圖7為采用采用本發(fā)明算法，當時延差τ＝0.25ts情況下，考慮不同數(shù)目旁瓣時得到的系統(tǒng)誤碼性能曲線。可以看出，當旁瓣數(shù)增加時，系統(tǒng)誤碼性能差異并不明顯。當系統(tǒng)誤碼率為10^-4時，旁瓣數(shù)lmf＝4較lmf＝1只有0.5db性能損失，說明異步系統(tǒng)誤碼性能受第一旁瓣影響較大，其余旁瓣影響十分有限。

本技術領域中的普通技術人員應當認識到，以上實施例僅是用來說明本發(fā)明，而并非作為對本發(fā)明的限定，只要在本發(fā)明的范圍內，對以上實施例的變化、變形都將落在本發(fā)明的保護范圍。