本發(fā)明屬于混合載波傳輸領域。

背景技術：

ofdm技術因其高的頻譜效率和強的抗多徑衰落能力而被廣泛應用于現代通信系統中。由于其存在較高的旁瓣功率，因而對傳輸的同步要求很嚴格。為了抑制帶外功率，降低系統對同步的要求，學者們提出了很多技術。如濾波器組多載波(fbmc)、濾波ofdm(filtered-ofdm)、廣義頻分復用(gfdm)和通用濾波多載波(ufmc)等。

在這些技術中，通用濾波多載波技術因有效抑制帶外頻譜泄漏、靈活性更高、復雜度較低同時保持載波間的正交性，而受到很多學者關注。然而，通用濾波多載波系統在接收端進行逆濾波器的過程中，會放大每個子帶邊緣處的子載波上的噪聲，增大了誤碼率。同時，通用濾波多載波技術存在峰均功率比(papr)過高的問題。過高的papr會使得設備性能降低或者提高設備成本。

技術實現要素：

本發(fā)明是為了解決現有的通用濾波多載波系統在接收端進行逆濾波器的過程中，會放大每個子帶邊緣處的子載波上的噪聲，增大了誤碼率及現有的通用濾波多載波系統存在峰均功率比(papr)過高的問題。本發(fā)明提供了一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法。

一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法，發(fā)射端將被傳輸的基帶數據劃分成k個子帶，將每個子帶上的數據由頻域轉化到時域后，進行疊加求和，得到多載波數據，并將該多載波數據進行上變頻處理后，作為發(fā)射端的發(fā)射信號發(fā)送給接收端；

接收端將接收到的信號進行下變頻處理，獲得下變頻后的基帶數據，再將下變頻后的基帶數據從時域變換到頻域，恢復出發(fā)射端每個子帶上的數據；

在發(fā)射端，分成k個子帶之后，至少有一條通路上的子帶數據還需要進行預編碼，然后再轉換到時域；

所述預編碼，用于將子帶數據以單載波形式傳輸，還用于將子帶數據由時域轉化到頻域；

在接收端，恢復出的發(fā)射端每個子帶上的數據還需進行逆預編碼；

逆預編碼，用于將每個子帶上的數據中的符號判決位置從頻域變換到時域；

所述逆預編碼與所述預編碼對應。

所述預編碼采用dft變換實現，逆預編碼采用idft實現。

所述上變頻處理為將低頻信號轉化為高頻信號，下變頻處理為將高頻信號轉化為低頻信號。

優(yōu)選的是，所述將每個子帶上的數據由頻域轉化到時域的具體過程包括如下步驟：

步驟一一：將每個子帶上的數據進行子載波映射處理，使每個子帶的頻域數據連續(xù)映射到其所在子帶內的連續(xù)子載波上；

步驟一二：對每個子帶連續(xù)子載波上的頻域數據進行n′點離散傅里葉逆變換，使每個子帶得到n′點時域數據，

步驟一三：對每個子帶得到的n′點時域數據進行并/串轉換，使每個子帶得到連續(xù)數據流；

步驟一四：使每個子帶上的連續(xù)數據流經過帶通濾波器，進行時域濾波處理，得到濾波后的時域數據。

優(yōu)選的是，所述接收端將下變頻后的基帶數據從時域變換到頻域，恢復出發(fā)射端每個子帶上的數據的具體過程包括如下步驟：

步驟二一：對下變頻后的基帶數據進行時域處理，時域處理的具體過程為：對下變頻后的基帶數據進行補零處理；

步驟二二：對補零后的基帶數據進行2n′點離散傅里葉變換，得到2n′點的頻域數據；

步驟二三：對2n′點的頻域數據進行抽取，抽取出n′點頻域數據，對抽取出的n′點頻域數據進行均衡處理，獲得均衡后的n′點頻域數據；抽取方式為：奇數點抽??；

步驟二四：對均衡后的n′點頻域數據作子載波逆映射處理，得到每個子帶上的頻域數據；

步驟二五：對每個子帶上的頻域數據作逆濾波處理，從而恢復出發(fā)射端每個子帶上的數據。

優(yōu)選的是，步驟二三中，所述均衡后的n′點頻域數據為無碼間干擾的頻域數據。

本發(fā)明帶來的有益效果是，本發(fā)明所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法，使多個子帶可同時并行傳輸，每個子帶進行子載波映射前進行預編碼處理，可改善加性高斯白噪聲信道下通用濾波多載波系統的誤碼率，同時降低發(fā)射端的峰均功率比(papr)。本發(fā)明所提出的多帶并行濾波混合載波傳輸方法具有很高的靈活性與適用性，可適用于更多的應用場景。

附圖說明

圖1為本發(fā)明所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法的原理示意圖；其中，xm,1(k)為第一個子帶的輸入數據，xm,2(k)為第二個子帶的輸入數據，xm,k(k)為第k個子帶的輸入數據，sm,1(n)為第一個子帶濾波之后的時域數據，sm,2(n)為第二個子帶濾波之后的時域數據，sm,k(n)為第k個子帶濾波之后的時域數據，sm(n)為多個子帶求和后的多載波數據；

圖2為本發(fā)明發(fā)射端與的通用濾波多載波系統的峰均功率比對比圖；

附圖標記1表示本發(fā)明傳輸方法中分別采用單個子帶傳輸時，發(fā)射端信號功率峰均功率比的互補累計分布函數值與峰均功率比門限值的關系曲線；附圖標記2表示通用濾波多載波系統中采用單個子帶傳輸時，發(fā)射端信號功率峰均功率比的互補累計分布函數值與峰均功率比門限值的關系曲線；附圖標記3表示本發(fā)明傳輸方法中用多個子帶傳輸時，峰均功率比的互補累計分布函數值與峰均功率比門限值的關系曲線；附圖標記4表示通用濾波多載波系統用多個子帶傳輸時，峰均功率比的互補累計分布函數值與峰均功率比門限值的關系曲線；

圖3為多帶并行濾波混合載波傳輸系統與通用濾波多載波系統誤碼率性能對比圖；

附圖標記4表示qpsk調制方式下加性高斯白噪聲信道理論誤碼率與信噪比關系曲線，附圖標記5表示qpsk調制方式下本發(fā)明傳輸方法在加性高斯白噪聲信道中系統誤碼率與信噪比關系曲線，附圖標記6表示qpsk調試方式下通用濾波多載波系統在加性高斯白噪聲信道中的誤碼率與信噪比關系曲線，附圖標記7表示16qam調制方式下加性高斯白噪聲信道理論誤碼率與信噪比關系曲線，附圖標記8表示16qam調制方式下本發(fā)明傳輸方法在加性高斯白噪聲信道中系統誤碼率與信噪比關系曲線，附圖標記9表示16qam調試方式下通用濾波多載波系統在加性高斯白噪聲信道中的誤碼率與信噪比關系曲線；其中，16qam調試方式的調制階數為16。

具體實施方式

具體實施方式一：參見圖1說明本實施方式，本實施方式所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法，發(fā)射端將被傳輸的基帶數據劃分成k個子帶，將每個子帶上的數據由頻域轉化到時域后，進行疊加求和，得到多載波數據，并將該多載波數據進行上變頻處理后，作為發(fā)射端的發(fā)射信號發(fā)送給接收端；

接收端將接收到的信號進行下變頻處理，獲得下變頻后的基帶數據，再將下變頻后的基帶數據從時域變換到頻域，恢復出發(fā)射端每個子帶上的數據；

在發(fā)射端，分成k個子帶之后，至少有一條通路上的子帶數據還需要進行預編碼，然后再轉換到時域；

所述預編碼，用于將子帶數據以單載波形式傳輸，還用于將子帶數據由時域轉化到頻域；

在接收端，恢復出的發(fā)射端每個子帶上的數據還需進行逆預編碼；

逆預編碼，用于將每個子帶上的數據中的符號判決位置從頻域變換到時域；

所述逆預編碼與所述預編碼對應。

本實施方式，本發(fā)明所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法，使多個子帶同時并行傳輸，每個子帶進行子載波映射前進行預編碼處理，可有效地降低系統的誤碼率，同時降低發(fā)射端的峰均功率比(papr)。

預編碼的處理方式，使子帶數據以單載波形式傳輸，從而降低發(fā)射端信號的峰均功率比。

逆預編碼，用于將頻域數據轉化為時域數據；把接收端的子帶數據的符號判決位置由頻域變換到時域，從而降低逆濾波器過程對噪聲放大所產生的影響，從而提高系統的誤碼率性能。

本發(fā)明傳輸方式可采用單子帶傳輸或多子帶并行傳輸。

具體實施方式二：參見圖1說明本實施方式，本實施方式與具體實施方式一所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法的區(qū)別在于，所述預編碼采用dft(discretefouriertransform，離散傅里葉變換)實現，逆預編碼采用idft(inversediscretefouriertransform，離散傅里葉逆變換)實現。

具體實施方式三：參見圖1說明本實施方式，本實施方式與具體實施方式一所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法的區(qū)別在于，所述上變頻處理為將低頻信號轉化為高頻信號，下變頻處理為將高頻信號轉化為低頻信號。

具體實施方式四：參見圖1說明本實施方式，本實施方式與具體實施方式一所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法的區(qū)別在于，在發(fā)射端，所述將每個子帶上的數據由頻域轉化到時域的具體過程包括如下步驟：

步驟一一：將每個子帶上的數據進行子載波映射處理，使每個子帶的頻域數據連續(xù)映射到其所在子帶內的連續(xù)子載波上；

步驟一二：對每個子帶連續(xù)子載波上的頻域數據進行n′點離散傅里葉逆變換，使每個子帶得到n′點時域數據，

步驟一三：對每個子帶得到的n′點時域數據進行并/串轉換，使每個子帶得到連續(xù)數據流；

步驟一四：使每個子帶上的連續(xù)數據流經過帶通濾波器，進行時域濾波處理，得到濾波后的時域數據。

具體實施方式五：參見圖1說明本實施方式，本實施方式與具體實施方式四所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法的區(qū)別在于，所述接收端將下變頻后的基帶數據從時域變換到頻域，恢復出發(fā)射端每個子帶上的數據的具體過程包括如下步驟：

步驟二一：對下變頻后的基帶數據進行時域處理，時域處理的具體過程為：對下變頻后的基帶數據進行補零處理；

步驟二二：對補零后的基帶數據進行2n′點離散傅里葉變換，得到2n′點的頻域數據；

步驟二三：對2n′點的頻域數據進行抽取，抽取出n′點頻域數據，對抽取出的n′點頻域數據進行均衡處理，獲得均衡后的n′點頻域數據；抽取方式為：奇數點抽??；

步驟二四：對均衡后的n′點頻域數據作子載波逆映射處理，得到每個子帶上的頻域數據；

步驟二五：對每個子帶上的頻域數據作逆濾波處理，從而恢復出發(fā)射端每個子帶上的數據。

具體實施方式六：本實施方式與具體實施方式五所述的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法的區(qū)別在于，步驟二三中，所述均衡后的n′點頻域數據為無碼間干擾的頻域數據。

驗證試驗：

(一)papr(峰均功率比)定義為信號的最大瞬時功率與平均功率之比：

其中，s(n)表示發(fā)射的時域信號，e[·]表示平均值。無線系統發(fā)射機的功率放大器都存在著最大功率限制，為了保證信號經過功率放大器之后沒有發(fā)生非線性失真，則要求功率放大器要工作在線性工作區(qū)內，即發(fā)射機信號的最大瞬時功率一般不能超過功率放大器的最大輸出功率。papr特性是單載波與多載波之間的主要特征區(qū)別?；パa累計分布函數(complementarycumulativedistributionfunction，ccdf)被用來評估系統的papr性能，其互補累計分布函數定義為信號實際峰均功率比超過門限papr0的概率:

ccdf＝pr[papr>papr0](2)；

其中，pr[·]表示概率，papr0為峰均功率比門限值。圖3所示為采用qpsk(quadraturephaseshiftkeyin，正交相移鍵控)調制方式、子帶大小為12、子帶個數為48/1且各個子帶均經過預編碼的多帶并行濾波混合載波傳輸系統信號與通用濾波多載波系統信號峰均功率比特性對比。由圖2可見當單個子帶用于一個用戶傳輸數據時，本發(fā)明系統發(fā)射端信號的papr明顯小于通用濾波多載波系統信號的papr；當多個子帶同時用于一個用戶傳輸時，本發(fā)明發(fā)射端信號papr性能依然好于通用濾波多載波信號，但差別減小。

(二)多帶并行濾波混合載波傳輸系統的誤碼率特性

在通用濾波多載波系統的接收端，信號經過頻域均衡后要進行逆濾波器操作。在這個過程中，處于每個子帶邊緣處的子載波上的噪聲會被放大，從而使系統的誤碼率會上升。本發(fā)明提出的一種多帶并行濾波混合載波傳輸方法，將符號判決位置從頻域變換到時域，每個經過預編碼的子帶的信號經過nsb點的idft(inversediscretefouriertransform，離散傅里葉逆變換)變換，帶內的噪聲會均勻分配到每個判決位置上，因而可以認為每個判決位置上的信噪比是相同的。

假設信噪比為其中，表示信號能量，表示噪聲方差。經過逆濾波器之后，通用濾波多載波系統每個子帶內每個載波上的噪聲方差表示為：

其中，wn表示子帶內每個子載波對應的濾波器頻域值。在多帶并行濾波混合載波傳輸系統中，經過nsb點的idft變換，|wn|的作用在每個判決位置會被平均化，從而每個判決位置上的噪聲方差表示為：

由于每個子帶濾波器的頻域響應最大值與最小值之間的差別小于3db，因此噪聲的平均化會獲得系統誤碼率性能的提升。

圖3所示為多帶并行濾波混合載波傳輸系統與通用濾波多載波系統在awgn(additivewhitegaussiannoise，加性高斯白噪聲)信道下分別采用qpsk(quadraturephaseshiftkeyin，正交相移鍵控)和qam(quadratureamplitudemodulation，正交幅度調制)調制方式下的誤碼率對比。圖3中qam調制方式的調制階數為16。

仿真參數設定為發(fā)射端idft點數為1024，每個子帶大小可以根據需求而選擇，這里假設每個子帶包含相同的子載波數12個，子帶個數為48，濾波器采用切比雪夫窗濾波器，濾波器長度為80，帶外抑制度為-40db，多帶并行濾波混合載波中，每個子帶均選擇dft預編碼。

由圖3可見，在awgn信道下，本發(fā)明提出的多帶并行濾波混合載波傳輸系統誤碼率性能好于通用濾波多載波系統，更加接近awgn理論誤碼率值，且隨著信噪比的增大而優(yōu)勢更加明顯，即多帶并行濾波混合載波傳輸系統在獲得相同帶外泄漏抑制的同時比通用濾波多載波系統有更小的誤碼率性能損失。