專利名稱:信號處理系統(tǒng)的制作方法
本發(fā)明涉及對從通信信道接收的信號的處理。具體來說，本發(fā)明涉及用于解調(diào)適于用在電視信號傳送中的信號的一種集成的信號處理系統(tǒng)。
由于信號處理技術(shù)的不斷發(fā)展，使在一個信道中可實現(xiàn)的比特率有所增加，因此固有模擬信號的編碼傳送目前投入實用的日益增多。同時，新的數(shù)據(jù)壓縮技術(shù)趨于減小按可接受的方式代表模擬信息所需要的帶寬。
在數(shù)字通信中已使用了各種各樣的調(diào)制技術(shù)。例如，正交調(diào)幅(QAM)是一種為數(shù)字無線電通信專業(yè)人員熱衷的相當(dāng)復(fù)雜的技術(shù)。這種方法涉及兩個分開的符號流，每個符號流正交調(diào)制兩個載波之一?？捎孟率龇匠檀硪粋€被發(fā)送的QAM信號x(t)=2[cos(wctΣm=-∞∞Re{am}g(t-mT)]]]>-2[sin(wctΣm=-∞∞Im{am}g(t-mT)]]]>其中am是被傳送符號的一個有限序列；g(t)是實值的發(fā)送濾波器；以及T是符號周期。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員顯然可以看出，這個方程等效于分別通過載波信號cos(wCt)和sin(wCt)調(diào)制兩個實值的基帶脈沖幅度調(diào)制(PAM)的信號。如這里所使用的，上述方程中的第一項稱之為“同相”分量，第二項稱之為“正交”分量。
這個系統(tǒng)按多級格式例如64QAM和256QAM在5-7比特/秒-Hz之間實現(xiàn)頻譜效率。在高信-噪比的應(yīng)用中QAM是非常有用的。但需要進行雙邊帶調(diào)制，對按單邊帶或殘留邊帶調(diào)制方案的相同符號速率來說，這需要增加信道帶寬。此外，一般來說需要交叉偶合的信道均衡器來消除信道中的線性畸變，這又使系統(tǒng)的復(fù)雜性增大。
QAM的一個變型是正交相移鍵控(QPSK)，其中傳送的是由四個符號組成的信號集合，每個符號都有一個不同的相位和一個恒定的幅度。這個方案是作為由下述方程表示的正交分量之和來實現(xiàn)的Am＝bejθm其中，θm可以是{0，π/2，π，3π/2)中的任何一個、為了保存正交信息就必須發(fā)送兩個邊帶。ITU-T采用QPSK調(diào)制方案作為直接數(shù)字衛(wèi)星廣播的國際標(biāo)準。在歐洲，在數(shù)字式有線廣播的數(shù)字式視頻廣播(DVB)標(biāo)準中使用了16QAM和64QAM。QAM和QPSK具有相似的編碼方案，大體如參照MPEG傳送層信息包的
圖1所示，其中的QPSK和QAM是按照標(biāo)準DVB-S(歐洲電信標(biāo)準PrETS300421)和標(biāo)準DVB-C(歐洲電信標(biāo)準PrETS300429)實現(xiàn)的。MPEG是本領(lǐng)域中公知的一個標(biāo)準，其中把數(shù)據(jù)分組成多個信息包，每個信息包包含188個字節(jié)。這個數(shù)字是為了和異步傳送方式(ATM)發(fā)送、另一個公知的電信標(biāo)準兼容而選定的。在相應(yīng)的DVB標(biāo)準中規(guī)定了編碼過程的各個方面，其中包括用于同步的隨機化和同步反向；Reed Solomon編碼；Forney隔行掃描；對于DVB-S情況的卷積編碼，和字節(jié)/m字節(jié)組的地址變換，以及對于DVB-C情況的微分地址變換。
本領(lǐng)域當(dāng)前正在力爭在使用數(shù)字技術(shù)的諸如有線電視和直接衛(wèi)星電視的應(yīng)用中更加有效地發(fā)送視頻和音頻數(shù)據(jù)。
本發(fā)明的主要目的是提供一種在一個約束信道中用于數(shù)據(jù)通信的改進的信號處理系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種用于以高的比特率接收并解碼數(shù)據(jù)(如，視頻和音頻信號)的改進的、經(jīng)濟的設(shè)備。
本發(fā)明的第三個目的是提供一種按照一個通信系統(tǒng)中的調(diào)制器頻率對解調(diào)頻率進行經(jīng)濟的和可靠的鎖定的改進的設(shè)備。
本發(fā)明的第四個目的是提供一種按照一個通信系統(tǒng)中發(fā)送數(shù)據(jù)的速率對數(shù)據(jù)采樣頻率進行經(jīng)濟可靠的鎖定的改進的設(shè)備。
本發(fā)明提供一種信號處理設(shè)備，用于處理以采樣率操作的采樣器采樣的信號，該信號具有一個相應(yīng)于接收符號率的周期，該設(shè)備包括一個時鐘，以所述采樣率操作；一個數(shù)字控制振蕩器，以周期T操作；一個內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；以及一個環(huán)路濾波器，耦合到所述內(nèi)插器和所述數(shù)字控制振蕩器，并且具有一個響應(yīng)所述周期T和相應(yīng)于所述采樣信號的所述接收的符號率的所述周期之間的差值的輸出；其中，所述數(shù)字控制振蕩器響應(yīng)所述環(huán)路濾波器的所述輸出，并且產(chǎn)生代表相繼樣本之間的內(nèi)插距離的第一輸出信號，所述內(nèi)插器按照所述內(nèi)插距離內(nèi)插所述接收的樣本，并且產(chǎn)生代表內(nèi)插樣本的輸出信號。
為了更好地理解本發(fā)明的這些和其它目的，應(yīng)參照本發(fā)明的詳細描述，其中結(jié)合下述附圖給出了實例，這些附圖是圖1是說明QAM和QPSK編碼和調(diào)制的方塊圖；
圖2是表示一個通信系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)的方塊圖；圖3是圖2所示的調(diào)諧器和I、Q解調(diào)器的一個更加詳細的方塊圖；圖4是表示圖2所示的調(diào)制器電路的一部分的方塊圖；圖5是表示在已知的采樣點之間內(nèi)插的采樣點的曲線圖；圖6是在一個現(xiàn)有技術(shù)的接收機中的一個載波恢復(fù)電路和定時恢復(fù)電路的方塊圖；圖7是圖6所示的載波恢復(fù)電路的一個更加詳細的方塊圖；圖8是圖6所示的定時恢復(fù)電路的更加詳細的方塊圖；圖9是說明Gardner算法的示意圖；圖10是按本發(fā)明的載波恢復(fù)電路和定時恢復(fù)電路的方塊圖；圖11是表示圖10所示的定時恢復(fù)電路的更加詳細的、部分示意的方塊圖；圖12是說明圖11所示的定時恢復(fù)電路中的數(shù)值控制振蕩器的示意圖；圖13是說明圖11的電路的操作的示意圖；圖14a和14b是具有不同延遲值的sinc脈沖曲線圖，它們有助于理解圖11-13所示電路的操作；圖15a、15b、15c是表示sinc內(nèi)插過程的曲線圖；圖16是用在圖10所示的電路的sinc內(nèi)插器電路中的濾波器的示意圖；圖17是可用在圖10電路中的線性內(nèi)插單元的示意圖；圖18是用在圖10電路中的一個匹配濾波器的示意圖；圖19是按本發(fā)明的載波恢復(fù)電路的方塊圖；圖20是用在圖19的載波恢復(fù)電路中的一個自適應(yīng)相位跟蹤電路的方塊圖；圖21是用在圖19電路中的一個跳躍加法器的電路示意圖；圖22是按本發(fā)明的一個替換實施例的載波恢復(fù)電路和定時恢復(fù)電路的方塊圖；圖23是用在圖22所示電路中的一個Hilbert濾波器的更加詳細的示意圖；圖24是說明坐標(biāo)轉(zhuǎn)動誤差的示意圖；以及圖25是表示本發(fā)明第二替換實施例的方塊圖。
圖2和圖3表示一個數(shù)字接收機50的構(gòu)成。雖然參照一個特殊的數(shù)字接收機來說明本發(fā)明，但本領(lǐng)域的普通專業(yè)人員將會理解，按許多調(diào)制和解調(diào)形式都能實施本發(fā)明，其中只需把解調(diào)頻率精確鎖定在調(diào)制頻率即可。類似地，這里所述的技術(shù)可以應(yīng)用到許多需要仔細進行模擬信號至數(shù)字信號的同步轉(zhuǎn)換的系統(tǒng)。
圖2表示一個包括數(shù)字接收機50的通信系統(tǒng)的方塊圖。調(diào)制器20調(diào)制并發(fā)送穿過通信信道22的信號，該信號由接收機前端23接收并在I、Q解調(diào)器21中解調(diào)。在一個模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC60中采樣該解調(diào)信號。在定時恢復(fù)電路62中完成定時恢復(fù)。在載波恢復(fù)電路64中完成載波恢復(fù)。該接收機一般包括一個自動增益控制(AGC)電路66。通過匹配濾波器68處理采樣數(shù)據(jù)，然后將采樣數(shù)據(jù)送到限幅器69和誤差校正電路72，對此下面再進行討論。
在接收機前端23，將一個射頻放大器52偶合到通信信道22。該信道一般是一個約束信道，例如衛(wèi)星的下行線路、或電視電纜，但可以是任何一種通信信道。通過第一解調(diào)器24把射頻放大器52的輸出解調(diào)到一個第一中間頻率，然后使其通過一個帶通濾波器15。第一解調(diào)器24是公知的類型，它的頻率由電壓控制振蕩器33控制，振蕩器33通過微處理器接口29編程，而接口29是通過數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器37操作的。在I、Q解調(diào)器21(圖2)中使用其中包括的解調(diào)器子單元1、2把放大器31輸出的中間頻率(IF)信號解調(diào)成一個復(fù)合基帶表示，并使它們通過低通濾波器3、4，以產(chǎn)生輸出信號I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)，即分別為同相分量和正交分量。使用高速模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器單元ADC60把這些信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字表示。
如圖4所示調(diào)制由信道22接收的信號。分別通過平方根升余弦濾波器5和6濾波由同相分量I數(shù)據(jù)和正交分量Q數(shù)據(jù)組成的脈沖，在乘法器7、8中將該脈沖調(diào)制在載波頻率為ωC的正交載波上，并在加法器9中對脈沖求和。一般來說，要和期望的信號10一道發(fā)送鄰近通帶的信號。在典型的應(yīng)用中，整形脈沖的剩余帶寬超過奈奎斯特最小值35％。該調(diào)制器可任意包括一個中間頻率(IF)級(未示出)。對于33毫微秒的符號周期T，奈奎斯特頻率約為15兆赫，這等效于約30兆赫的通帶。對于這樣的信號，可能需要3分貝滾降的一個40.5兆赫的信道。在設(shè)計接收機和解調(diào)器時，必須考慮鄰近的信道、信道畸變、和噪聲。解調(diào)的細節(jié)由通信信道確定。
再次回到圖2，高速模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC60提供用于定時恢復(fù)電路62的一個輸出，以保證由ADC60的準確采樣。為了能成功地恢復(fù)原始數(shù)據(jù)，該接收機需要至少完成以下任務(wù)(a)把解調(diào)頻率鎖定到調(diào)制頻率；(b)把數(shù)據(jù)采樣頻率鎖定到發(fā)送的符號速率；(c)調(diào)節(jié)調(diào)諧器增益以得到最佳的信噪比；(d)完成脈沖整形操作以把符號間干擾(ISI)減至最?。?br>(e)完成奈奎斯特濾波器操作以排除信道外噪聲。
載波控制電路64控制I、Q解調(diào)器21，以恢復(fù)正確的頻率和相位。AGC電路66反饋到射頻放大器52。AGC電路66和載波恢復(fù)電路64全都偶合到ADC60的輸出端。通過匹配濾波器68濾波來自ADC60的主數(shù)字數(shù)據(jù)流，匹配濾波器68精確匹配發(fā)送濾波器(未示出)的特性。限幅器69從濾波器68的輸出提取數(shù)據(jù)，確定最近的合理坐標(biāo)點，并以適當(dāng)?shù)母袷较蛘`差校正電路72提供一個表示。在DVB標(biāo)準中規(guī)定了誤差校正指標(biāo)，因為這不在本發(fā)明的范圍之內(nèi)，所以這里對此不作進一步討論。
在進一步詳細描述優(yōu)選實施例之前，我們相信比較圖6-9能更加清楚地理解本發(fā)明，圖6-9表示載波恢復(fù)和定時恢復(fù)問題的常規(guī)解決方法。在調(diào)諧器中使用了一個芯片外的I、Q正交解調(diào)器10。通過載波恢復(fù)電路模塊44控制一個外部電壓控制振蕩器42，以將解調(diào)器時鐘鎖定到發(fā)送信號的頻率和相位。一般可在幾兆赫的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)電壓控制振蕩器42。通過外部控制振蕩器46、一般是一個晶體振蕩器將發(fā)送電路的采樣鎖定到發(fā)送符號的速率和相位。通過定時恢復(fù)電路48控制振蕩器46，但一般只限于幾百千赫的范圍。因為不同的衛(wèi)星收發(fā)機和有線電視系統(tǒng)使用了不同的符號速率，所以可能需要多個電壓控制振蕩器(未示出)來適應(yīng)發(fā)射設(shè)備的差異，或者將設(shè)備的應(yīng)用僅限制在一個特殊的發(fā)送系統(tǒng)。在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器45、47中，以T/2系統(tǒng)時鐘速率采樣解調(diào)的數(shù)據(jù)。因此系統(tǒng)時鐘以30兆波特的符號速率在60兆赫運行。對于Gardner定時恢復(fù)環(huán)路，需要進行T/2采樣操作。但在定時恢復(fù)環(huán)路之外的電路，一般以一個較慢的速率T計時，以簡化實施方案并減小電路面積。經(jīng)匹配濾波器54、56濾波后I、Q輸出58、59送到限幅器和誤差校正電路(未示出)，這些電路是特殊應(yīng)用需要的。
匹配濾波器54、56一般是作為平方根升余弦濾波器實施的，它有一個剩余帶寬α＝0.35以符合DVB的規(guī)定。這些濾波器與用來發(fā)送輸入信號的發(fā)送濾波器(未示出)匹配，以便將信號恢復(fù)到它的發(fā)送前的特性。
載波恢復(fù)電路44可以作為一個常規(guī)的Costas環(huán)路實施，如圖7的標(biāo)號61所示。信道發(fā)生了變化后，可能存在一個明顯的頻率誤差，必須在獲取相位之前確定這個頻率誤差?？梢允褂谜`差信號67正比于頻率誤差的這種類型的頻率鎖定環(huán)路、或者使用頻率掃描方案來確定開始時的頻率誤差。
在圖8中較詳細地表示出定時恢復(fù)電路48。使用一種常規(guī)的Gardner算法，該算法通過A/D轉(zhuǎn)換器45、47以及單元55、57獲取T/2采樣的定時采樣點。使用偶數(shù)的采樣作為數(shù)據(jù)采樣，而奇數(shù)的采樣對應(yīng)于過零點。按照下述方程來計算誤差 其中I是同相輸出；Q是正交輸出；T是符號周期；r是偶數(shù)采樣的采樣時間；在Gardner，F(xiàn)loyd M.的文章“A BPSK/QPSK Timing-ErrorDetector for Sampled Receivers”(IEEE Trans.Comms，COM-34，1986年5月，423-429頁)中，詳細地說明了Gardner算法。從定性角度看，該誤差信號表示定時采樣點為了把奇數(shù)的T/2采樣鎖定到兩次采樣之間的中點、并把偶數(shù)采樣點鎖定到附近的最佳采樣點所必須移動的方向。因為數(shù)據(jù)在實際系統(tǒng)中已被隨機化，所以存在足夠大數(shù)目的過零點。
按照該算法，在減法器38、39中計算隨后一個偶數(shù)采樣和前一個偶數(shù)采樣之間的差值。在乘法器41、43中將這個差值乘以在此之間的奇數(shù)采樣值。參照圖9來說明采樣點過早的情況。對于下降沿70，中間的奇數(shù)點71為正值。因為后一個點73比前一個點74更加接近零線，所以奇數(shù)點73、74之間的差值為負值。因此，乘積為負值。對于上升沿80，奇數(shù)中間點78為負值。相繼偶數(shù)點82、84之間的差為正值。因此，乘積也為負值。
類似的分析表明，對于過遲的采樣Gardner算法在上升沿和下降沿都產(chǎn)生正值。為簡潔起見對此不再重復(fù)。
該誤差值表示采樣點必須向哪個方向移動才能正確地校準它。
當(dāng)采樣點正確時，除了噪聲和內(nèi)部符號干擾(ISI)效應(yīng)外，由Gardner算法得到的誤差值是零。但噪聲效應(yīng)的平均值為零。
經(jīng)過處理后，對偶數(shù)的采樣進行限幅，以給出可加到誤差校正電路的重新構(gòu)成的數(shù)據(jù)。在消旋之前舍棄奇數(shù)的采樣。當(dāng)然，借助于適當(dāng)修改的定時恢復(fù)電路，對奇數(shù)的采樣值進行限幅并且舍棄偶數(shù)的采樣值也同樣是可能的。類似地，可使用以T的其它劃分所進行的采樣。雖然在過零點用奇數(shù)的采樣進行鎖定不能保證一定能找到數(shù)據(jù)的最佳采樣點，但這個方案在實踐中卻能滿意地工作。還可以使用更加緊密地鎖定到具有最大校正似然性的點上的其它一些方案，但這些方案一般說來實施起來都比較復(fù)雜。
定時恢復(fù)電路48中的邏輯是以T為單位操作的，這是因為僅每隔一次采樣就產(chǎn)生一個誤差估算值的緣故。但一個偶數(shù)的采樣在移位寄存器63、65、75、77(圖8)中傳播到下一個偶數(shù)位置需要兩個T/2周期。因為采樣是以T/2單位計時的。
現(xiàn)在開始參照圖10說明本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例。該優(yōu)選實施例比上述傳統(tǒng)電路優(yōu)越之處是載波和定時環(huán)路全都在數(shù)字范疇內(nèi)實施，并且全都集成在一個CMOS芯片上。結(jié)果，減少了外部系統(tǒng)部件的成本。這種結(jié)構(gòu)的另一個優(yōu)點是，解調(diào)器能夠以許多不同的符號速率操作，或者說能夠使用可變符號速率技術(shù)操作。正如以上討論過的，現(xiàn)有技術(shù)的解決方案是需要可變晶體控制振蕩器去和符號速率匹配的。
使用了一個傳統(tǒng)的芯片外I、Q基帶解調(diào)器140。一個適宜的I、Q正交基帶解調(diào)器是GEC Plessey SL 1710 I、Q解調(diào)器。外部采樣定時恢復(fù)環(huán)路已由固定頻率的系統(tǒng)時鐘120代替，系統(tǒng)時鐘120對邏輯進行計時。系統(tǒng)時鐘頻率必須至少等于數(shù)據(jù)的奈奎斯特頻率，或者按另一種方式保證滿足數(shù)據(jù)的奈奎斯特頻率。芯片上的內(nèi)插器單元130在定時恢復(fù)環(huán)路125的控制下產(chǎn)生同步的、T/2間隔開的采樣值。在每個系統(tǒng)時鐘點，通過內(nèi)插器單元130產(chǎn)生或者為1、或者為0的T/2采樣值。一旦已經(jīng)產(chǎn)生了采樣，就通過對“有效的”控制選通信號170(圖11)的判斷把這種情況通知給隨后的硬件模塊。
如圖6所示的包括外部電壓控制振蕩器46在內(nèi)的外部載波恢復(fù)電路已用固定頻率的外部晶體振蕩器145代替。振蕩器145是與芯片上的數(shù)字消旋器150和芯片上的載波恢復(fù)環(huán)路155協(xié)調(diào)動作的。消旋器150和載波恢復(fù)環(huán)路155都是可由以T為間隔的采樣操作的。按照DVB規(guī)定，把I和Q輸出152、154加到限幅器和誤差校正電路。
定時恢復(fù)圖11和12更加詳細地表示出本發(fā)明的定時恢復(fù)電路。以系統(tǒng)時鐘速率采樣正交解調(diào)的數(shù)據(jù)，該時鐘速率如以上所述必須至少等于輸入數(shù)據(jù)的奈奎斯特頻率。如圖12所示，總的以210表示的芯片上的數(shù)字控制振蕩器保持符時間的計數(shù)。數(shù)字控制振蕩器210的狀態(tài)Ω代表已經(jīng)過去的符號周期數(shù)的一個固定點計數(shù)。在每個系統(tǒng)時鐘點，狀態(tài)Ω在寄存器260中增加一個值，該值等于標(biāo)稱波特率/系統(tǒng)時鐘速率，使用控制信號262可從該標(biāo)稱值開始對這一數(shù)值進行調(diào)節(jié)。在一個倒數(shù)產(chǎn)生器240中取出寄存器260中該值的倒數(shù)。在乘法器241中將該倒數(shù)乘以[(2Ω)mod1]/2，并在飽和模塊242中將其限制在一個小于1的值。
現(xiàn)在參照圖11和13，其中表示說明圖11所示電路的操作的一個實例，其中(標(biāo)稱波特率/系統(tǒng)時鐘速率)＝0.4。一旦狀態(tài)Ω通過一個T/2標(biāo)記、在圖13中用下邊一行朝上的箭頭表示的，數(shù)字控制振蕩器210就輸出一個信號215和一個數(shù)值Δ217，該數(shù)值代表相繼采樣之間的內(nèi)插距離并且由下式給出 信號215和Δ217由sinc內(nèi)插器單元222接收，sinc內(nèi)插器單元222包括分別用于同相分量和正交分量的單個sinc內(nèi)插器221a、221b。內(nèi)插器單元222然后根據(jù)內(nèi)插距離產(chǎn)生一個采樣值。Δ的值大于或等于0并且小于1，但是被表示為一個固定點的數(shù)。大于或等于1的數(shù)值在剛好小于1處飽和。當(dāng)控制信號為正時，在偶然的情況下可能算出Δ值大于1。在這些條件下，將Δ值限制在剛剛小于1。分別按照Δ值是1還是0去指示sinc內(nèi)插器單元222產(chǎn)生超前的或是滯后的采樣。內(nèi)插器覆蓋的采樣時間寬度是一個系統(tǒng)時鐘周期。
數(shù)字控制振蕩器210在定時環(huán)路中根據(jù)Gardner算法操作。還可以使用其它的定時恢復(fù)算法，例如Muller和Muller算法。使用二階環(huán)路濾波器259。在該電路中包括一個比例-積分(PI)控制器211。選擇控制器211的比例和積分增益常數(shù)，以給出所需要的衰減系數(shù)和固有頻率。對于初始的信道數(shù)據(jù)獲取，最好使用相當(dāng)高的固有頻率，以使鎖定時間最小并能保證數(shù)據(jù)獲取。在此之后，改變該系數(shù)以減小環(huán)路帶寬并使其對噪聲和起伏不靈敏。這種“齒輪式移動”操作改善了整個系統(tǒng)的比特誤差率。
因為Gardner算法采用的是無內(nèi)部符號干擾(ISI)的數(shù)據(jù)，所以電路中包括有匹配濾波器254、256，它們最好是平方根升余弦匹配濾波器。這些匹配濾波器不可能設(shè)置在內(nèi)插器單元222之前，因為這些匹配濾波器具有為T/2采樣的數(shù)據(jù)而設(shè)計的硬線連接的系數(shù)。如以上討論過的，Gardner算法要使用T/2采樣表鎖定定時采樣點。該環(huán)路最好能以下述方式獲取采樣點，即奇數(shù)采樣在輸入數(shù)據(jù)的過零點，并且使用偶數(shù)采樣作為數(shù)據(jù)采樣。
按照下述方程，在存在對sinc內(nèi)插器單元222的系統(tǒng)時鐘速率采樣和出現(xiàn)內(nèi)插的采樣之間加上一個延遲延遲＝D+kδ其中δ＝(系統(tǒng)時鐘周期/N)；N是sinc內(nèi)插點的數(shù)目；
k＝(整數(shù)的)內(nèi)插距離ΔN；并且D＝硬件中內(nèi)含的恒定延遲。
sinc內(nèi)插器單元222是基于以系統(tǒng)時鐘速率計時的有限脈沖響應(yīng)濾波器，其中的系數(shù)是從一列N組系數(shù)選擇出來的，每一組系數(shù)都內(nèi)插一個不同的延遲。數(shù)字控制振蕩器210輸出的內(nèi)插距離決定了使用哪一組系數(shù)在Δ從0變到1時產(chǎn)生一個指定的采樣。參照圖5就可理解這一點，在圖5中的橢圓形記號代表內(nèi)插的可能性。sinc內(nèi)插的基礎(chǔ)是采樣理論，該理論證明使用sinc脈沖可以重構(gòu)已按奈奎斯特方式采樣的信號，這等效于在該頻域完成了低通濾波操作。通過下述方程給出這個輸出y(t)=Σk=-∞∞x(kT)sinc[π(t-kT)T]]]>從圖15a-15c可以看出，重構(gòu)的波形580是有代表性地由線582、584和586表示的所有分量之和。如圖15b所示，在每個采樣點只有一具非零的分量。為使實施成為可能，即為了最終構(gòu)成系統(tǒng)，必須對sinc脈沖的尾部進行修整。這樣做引入的誤差是可以忽略的。為了在已知的采樣之間的一個點處內(nèi)插信號值，必須對在這一點上每個已知采樣所作出的貢獻求和。根據(jù)采樣的幅度和sinc脈沖的形狀計算這些貢獻。使用FIR濾波器250(圖16)對這些貢獻進行計算和求和。根據(jù)系統(tǒng)時鐘速率的sinc脈沖來計算濾波器250的系數(shù)。
如圖16所示，該有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器250有多個乘法器252，每個乘法器252有一個小型只讀存貯器(ROM)251。這些乘法器252并行操作。為清楚起見圖中只表示出最左邊的乘法器252的ROM251，但應(yīng)該明白，每個乘法器都按可操作方式與一個ROM相關(guān)聯(lián)?？梢园戳硗獾姆绞绞褂迷S多形式的存貯器。例如在某些應(yīng)用中，可能期望在一個微處理器(未示出)的控制下操作該接收機，并且用可編程數(shù)值將存貯器ROM 251實施成一個RAM。用于采樣接收機的微處理器接口是眾所周知的，這里對此不作進一步的討論。在ROM 251中存貯用于每個延遲相位的系數(shù)，并且按照數(shù)字控制振蕩器210產(chǎn)生的內(nèi)插距離由尋址邏輯249在ROM 251中選出一個合適的系數(shù)。用于ROM 251的尋址裝置是常規(guī)的裝置。濾波器250包括具有多個抽頭位置258的移位寄存器257。
存入ROM 251中的系數(shù)基于系統(tǒng)時鐘速率的sinc脈沖。零延遲系統(tǒng)具有中心在零處的sinc脈沖，并且模擬Δ＝0時最晚到達的信號。最大的延遲系數(shù)對應(yīng)于中心在(N-1)/N系統(tǒng)時鐘周期的一個sinc脈沖，并且一旦Δ＞(N-1)/N，就使用該最大延遲系數(shù)。
使用下述通用公式產(chǎn)生升余弦的sinc脈沖系數(shù)(最好α＝0.35)c(x)=[sin(πxT)πxT][cos(απxT)1-(2αxT)2]]]>其中x=cT+n(TN)]]>并且C是系數(shù)數(shù)(例如，-2、-1、0、1、2)；
n是內(nèi)插距離0、……N-1；在下述的表中給出了用于6個抽頭、8個相位的內(nèi)插器的抽頭值。第8行未實施。
表16抽頭8相位內(nèi)插-FIR濾波器系數(shù)
在加法器單元253中對乘法器250產(chǎn)生的數(shù)據(jù)求和，并且將其作為內(nèi)插數(shù)據(jù)輸出。
參照圖5、14a、14b、和15a-15C可以進一步領(lǐng)會sinc內(nèi)插器單元222的操作，其中加有兩個典型的延遲。對于這些實例，假定內(nèi)插器有一個6抽頭的濾波器和8個相位。在實用中按照應(yīng)用和期望的分辨率來選擇抽頭和相位的數(shù)目。在圖14a中，表示的是組0的系數(shù)。只有中心抽頭系數(shù)不為零。因此，輸出的數(shù)據(jù)只是基于位置255的模擬-數(shù)字值的內(nèi)容，該內(nèi)容再乘以存貯在它的相關(guān)的ROM(未示出)中的值。在圖14b中，涉及一個較長的延遲，所選的是組0-8中的組7，它的系數(shù)如圖所示。例如，中心抽頭的系數(shù)值為0.974。內(nèi)插時利用了所接收數(shù)據(jù)的已知sinc脈沖形狀。
最好把數(shù)字控制振蕩器、sinc內(nèi)插器、和環(huán)路濾波器組成一個半導(dǎo)體集成電路，它可以是一個CMOS電路。
通過加入一定大小的線性內(nèi)插可有選擇地增加該單元中的內(nèi)插精度，如圖17所示，圖17表示一個線性內(nèi)插單元267。線性內(nèi)插單元267完成對sinc內(nèi)插值的線性內(nèi)插。如圖5所示，一個所需的內(nèi)插點261分別由前一個和后一個sinc內(nèi)插點265和263所包圍。根據(jù)點265、263來完成確定該點261的值的線性內(nèi)插。在圖17中，δ＝(系統(tǒng)時鐘周期/N)；N是sinc內(nèi)插點的數(shù)目；k＝(整數(shù))內(nèi)插距離ΔN；D＝內(nèi)含在硬件中的恒定延遲；以及f＝(分數(shù))內(nèi)插距離ΔN。
每個系統(tǒng)時鐘采樣都在sinc內(nèi)插單元266、268中sinc內(nèi)插在內(nèi)插點k和k+1上。分別在乘法器269、264中將該內(nèi)插的結(jié)果乘以1-f和f，并且在加法器270組含相乘的結(jié)果。然后輸出一個內(nèi)插的采樣值。
現(xiàn)在參照圖11和18，匹配濾波器254、256是作為有限脈沖響應(yīng)濾波器實施的，并且是由內(nèi)插器單元222產(chǎn)生的有效信號、選通信號170允許操作的。圖18表示一個典型的濾波器290。借助于有效信號170來允許移位寄存器280的操作。對于每個有效的輸入采樣，產(chǎn)生一個輸出采樣。假定剩余帶寬α＝0.35，對T/2 FIR平方根升余弦濾波器計算FIR系數(shù)C0………Cn。雖然在濾波器內(nèi)硬件實際上是以較快的速率即，系統(tǒng)時鐘120的速率(圖10)計時的，但使用了有效選通信號170可模擬T/2的系統(tǒng)時鐘的計時。
載波恢復(fù)下邊參照圖19和20開始說明載波恢復(fù)環(huán)路，圖19和20表示出Costas算法相位誤差估算部分315、二階環(huán)路濾波器320、數(shù)字控制振蕩器310、和數(shù)字消旋電路317。這個電路跟蹤在外部調(diào)制和解調(diào)鏈路中的任何頻率誤差和相移。附加的自適應(yīng)環(huán)路電路319最好按最小均方(LMS)算法操作，以便自適應(yīng)地估算由交流聲和抖動引起的解調(diào)相位噪聲誤差。
sinθ和cosθ控制消旋電路317。它們是使用存在一個ROM(未示出)中的查找表產(chǎn)生的。三角學(xué)查找表的設(shè)計是公知的。
消旋器把輸入數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)動了θ。令(I、Q)代表幅度(I2+Q2)的矢量，并且自變量tan-1(I/Q)＝φ。因此，I＝sinφ，并且Q＝cosφ，我們要求消旋的I＝I＇＝sin(φ+θ)，并且Q′＝cos(φ+θ)。
I′＝sinφcosθ-cosφsinθ＝Icosθ-Qsinθ；并且Q′＝Qcosθ-Isinθ這是由消旋電路317中所示的乘法器和加法器網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)的。Costas相位誤差估算部分315是這個環(huán)路的最后一部分。
還要使用與相位估算部分315協(xié)同動作的消旋器317來校正相位噪聲和抖動。由相位誤差的LMS自適應(yīng)估算值來跟蹤這種抖動。現(xiàn)在參照圖20，表示為帶分數(shù)部分的固定點數(shù)目的消旋的I值和Q值在限幅器332、334中分別被限幅，使它們?yōu)樽羁拷暮侠碜鴺?biāo)值。對于QPSK，這個值為+1或-1。在減法器336、338中，獲得消旋的值和限幅后的值之間的差值，并且由此形成誤差。將I和Q誤差值轉(zhuǎn)換成角誤差估算值θ誤差。對于QPSK調(diào)制，按照下述的表2，從包含在變角器331中的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)可得到該θ誤差。變角器331的輸出是相位抖動或交流干擾誤差θ估算值的一個自適應(yīng)LMS估算值。還可以使用在我們的相關(guān)申請序列號No.08/481,107中公開的相位誤差估算電路，在這里參照引用了該申請，還可以有許多其它的相位誤差估算電路，例如實施Costas算法的電路。
LMS算法和它的符號變量都是公知的，這里對此不作進一步的說明。例如參見“Digital Communication”(第二版，作者Ed-wardA.Lee和DavidG.Messerschmitt，Kluwer Academic出版社，第11章)。
該自適應(yīng)算法對標(biāo)準的LMS算法略加修改，即給θ估算值一個泄放值(leak)。在正常情況下，該泄放值是零；但在每個第N個周期時，該泄放值是-(sin(θ估算值))。這就能防止θ誤差增長到超過了操作極限。
Costas環(huán)路用軸上的坐標(biāo)點即，(1，0)、(0，1)、(-1，0)、(0，-1)進行鎖定。因此，在如圖24所示的給定實例中，可將該誤差估算為θ誤差＝sin-1(I誤差)，這可以近似為θ誤差＝I誤差。對于其它的一些坐標(biāo)點，類似地有θ誤差或者是+或-的I誤差，或者為+或-的Q誤差，如以下表格所示。圖24給出了θ誤差的幾何表示。
表2θ誤差的近似θ誤差
QAM調(diào)制方案的誤差計算更加復(fù)雜。
像在這里上述公開的定時恢復(fù)控制環(huán)路那樣，在二階環(huán)路320中的比例和積分增益常數(shù)(PI)控制器321也是從寬的帶寬值開始啟動的以把數(shù)據(jù)獲取時間減至最小，而后把該控制器321移動到一個較低的帶寬值組以便在一旦實現(xiàn)鎖定時使系統(tǒng)的比特誤差率變?yōu)樽罴?。按照特定?yīng)用的要求能夠很容易地選擇該選定的數(shù)值。
在信道變化后可能存在一個明顯的頻率誤差，必須在獲取相位之前確定該頻率誤差。最好能實現(xiàn)一個能夠獲取起始頻率誤差的頻率鎖定環(huán)路(即誤差信號正比于頻率誤差的環(huán)路)或?qū)崿F(xiàn)一個頻率掃描獲取方案。參照圖21說明一個實現(xiàn)鎖定的電路，該電路和頻率及相位鎖定環(huán)路電路321相關(guān)聯(lián)。如果比例積分環(huán)路320不能鎖定到接收的中間頻率信號的頻率，則圖21的電路允許數(shù)字控制振蕩器310以不連續(xù)的間隔從一個頻率“跳躍”到另一個頻率，以搜尋輸入信號的載波。在圖21中用標(biāo)號458表示的、PI控制器321的輸出的高階位與從狀態(tài)機461取得的跳躍輸入450組合起來提供給跳躍加法器414。加法器414輸出一個頻率偏差信號452，信號452由數(shù)字控制振蕩器310接收。
第二實施例在解調(diào)時不能同時產(chǎn)生同相分量和正交分量的許多調(diào)制形式對本領(lǐng)域來說都是公知的。例如，通過對脈沖基帶信號進行幅度調(diào)制，并且對幅度調(diào)制(AM)的信號的冗余邊帶進行壓縮，可實現(xiàn)殘留邊帶(VSB)調(diào)制以保持帶寬不變。通常壓縮的是較低的邊帶。按VSB的數(shù)字形式，使用數(shù)字脈沖幅度調(diào)制(PAM)信號。下面參照圖22公開的本發(fā)明的替換實施例適合于接收VSB信號，對于許多其它的調(diào)制方案而言，情況亦是如此。像第一實施例那樣，將模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器560的輸出加到sinc內(nèi)插器單元522和定時恢復(fù)電路525，而在單元522的后邊是匹配濾波器552。這些部件的細節(jié)和第一實施例相同，這里勿需重復(fù)。消旋電路550和載波恢復(fù)電路555的結(jié)構(gòu)都和第一實施例相同。但消旋電路550需要一個正交輸入，當(dāng)在由模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器560輸出的采樣的解調(diào)信號中缺少正交輸入時就必須產(chǎn)生這個正交輸入。僅用同相分量就能夠按照Gardner算法操作該定時恢復(fù)電路525，在這種情況下以上給出的誤差信號為 其中I是同相輸出；T是符號周期；并且r是偶數(shù)采樣的采樣時間。通過如圖23所示的Hilbert濾波器產(chǎn)生Q輸入。Hilbert濾波器的脈沖響應(yīng)和傳遞函數(shù)由下式給出h(t)=1πt]]>H(j，ω)＝-jsgn(ω)Hilbert濾波器是一個十一抽頭的FIR濾波器，它的構(gòu)成方式與FIR濾波器290(圖18)大致相同。按照濾波器的長度方向，將濾波器組織成按串行方式操作的多個單元。在圖23中表示出一個單元782，應(yīng)該理解的是其它一些單元的結(jié)構(gòu)和單元782完全相同。為減少硬件，乘法器786在數(shù)據(jù)移位寄存器783的系數(shù)和抽頭中是共享的。
下面描述單元782的乘法器-累加器單元705。數(shù)據(jù)移位寄存器783包括寄存器711、712、713和714，并且按T(例如，133毫微秒)計時。因此移位寄存器711-714的輸出只在每個133毫微秒時才發(fā)生改變。連接一個乘法器與每個寄存器711-714，總共有4個乘法器，就可構(gòu)成單元782。但因乘法器786的操作時間僅為33毫微秒(T/4)，所以可以將單元782設(shè)計成只有一個乘法器786，乘法器786通過開關(guān)710在4個數(shù)據(jù)寄存器711-714之間進行切換。為乘法器786提供4個系數(shù)寄存器720-723。當(dāng)然，還需切換這4個系數(shù)寄存器720-723，在圖23中用開關(guān)724表示出。該濾波器結(jié)構(gòu)要求按下述方程產(chǎn)生該單元的輸出CCout=Σn=03DnCn]]>
其中CCout是單元輸出；Dn是第n個數(shù)據(jù)移位寄存器的內(nèi)容；以及Cn是第n個系數(shù)寄存器的內(nèi)容。使用加法器726累加CCout。鎖存每個單元705的單個輸出CCout，并在加法器樹形網(wǎng)絡(luò)727中對輸出CCout求和。因為乘法器需要占據(jù)每個單元的最大面積，所以節(jié)省了大量的芯片面積。
第三實施例這里參照圖25公開本發(fā)明的第三實施例。第三實施例的結(jié)構(gòu)類似于第一實施例。如果參照結(jié)合第一實施例討論過的圖10，將會注意到，圖10中的消旋器150設(shè)在匹配濾波器254、256之后。這種安排的優(yōu)點是在能按T計時的消旋器中可使用相當(dāng)廉價的硬件。但加到匹配濾波器254、256上的信號卻要受到坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)和頻率誤差的影響，并且因此使濾波的輸出不會完善地恢復(fù)原始脈沖。在圖25中，消旋器652設(shè)在內(nèi)插器622和匹配濾波器754、756的中間?，F(xiàn)在要求消旋器652以T/2計時；但匹配濾波器754、756產(chǎn)生的信號是一個更加準確的恢復(fù)信號。
雖然參照這里公開的結(jié)構(gòu)已經(jīng)說明了本發(fā)明，但本發(fā)明不限于這里給出的細節(jié)，我們期望本申請能覆蓋在下述權(quán)利要求
范圍內(nèi)的任何一種改進和變化。
權(quán)利要求
1.一種信號處理設(shè)備，用于處理以采樣率操作的采樣器采樣的信號，該信號具有一個相應(yīng)于接收符號率的周期，該設(shè)備包括一個時鐘，以所述采樣率操作；一個數(shù)字控制振蕩器，以周期T操作；一個內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；以及一個環(huán)路濾波器，耦合到所述內(nèi)插器和所述數(shù)字控制振蕩器，并且具有一個響應(yīng)所述周期T和相應(yīng)于所述采樣信號的所述接收的符號率的所述周期之間的差值的輸出；其中，所述數(shù)字控制振蕩器響應(yīng)所述環(huán)路濾波器的所述輸出，并且產(chǎn)生代表相繼樣本之間的內(nèi)插距離的第一輸出信號，所述內(nèi)插器按照所述內(nèi)插距離內(nèi)插所述接收的樣本，并且產(chǎn)生代表內(nèi)插樣本的輸出信號。
2.如權(quán)利要求
1所述的信號處理設(shè)備，其中每當(dāng)狀態(tài)Ω超過所述符號周期的一個時間分割時所述數(shù)字控制振蕩器產(chǎn)生所述第一輸出信號，所述內(nèi)插器產(chǎn)生代表響應(yīng)于所述第一輸出信號的內(nèi)插樣本的所述輸出信號，其中Ω是代表所述數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)。
3.如權(quán)利要求
1所述的信號處理設(shè)備，其中輸入信號被調(diào)制，并且所述內(nèi)插器是一個sinc內(nèi)插器，它還包括一個I，Q解調(diào)器；以及一個采樣器，包括分別耦合到所述解調(diào)器的一個同相輸出端和一個正交輸出端的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述sinc內(nèi)插器接收所述采樣器的同相和正交輸出。
4.如權(quán)利要求
2所述的信號處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量并且根據(jù)下面方程計算誤差信號error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]]]>其中I表示同相分量；T表示符號周期；以及r表示交替樣本之間的間隔。
5.如權(quán)利要求
2所述的信號處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量和正交分量并且根據(jù)下面方程計算誤差信號error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]+Q[r-T2][Q(r)+Q(r-T)]]]>其中I表示同相分量；Q表示正交分量；T表示符號周期；以及r表示交替采樣之間的間隔。
6.如權(quán)利要求
2所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個sinc內(nèi)插器，所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個集成的半導(dǎo)體電路。
7.如權(quán)利要求
6所述的信號處理設(shè)備，其中所述集成的半導(dǎo)體電路是一個CMOS電路。
8.如權(quán)利要求
2所述的信號處理設(shè)備，還包括一個具有耦合到所述內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
9.如權(quán)利要求
8所述的信號處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個平方根升余弦濾波器。
10.如權(quán)利要求
2到9中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述數(shù)字控制振蕩器的所述第一輸出信號還包括代表下面方程的值Δ的第二輸出信號； 其中系統(tǒng)時鐘是所述時鐘速率；波特率是所述標(biāo)稱波特率；以及Ω是代表所述數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的所述狀態(tài)，并且當(dāng)接收到所述第二輸出信號時所述內(nèi)插器發(fā)出一個內(nèi)插樣本。
11.如權(quán)利要求
2到8中任何一個所述的信號處理設(shè)備，還包括一個耦合到sinc內(nèi)插器的輸入端的模數(shù)轉(zhuǎn)換器并且以所述采樣率采樣信號。
12.如權(quán)利要求
2到8中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個第一sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的同相分量；以及一個第二sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的正交分量。
13.如權(quán)利要求
2到8中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個具有一組系數(shù)的有限脈沖響應(yīng)濾波器。
14.如權(quán)利要求
13所述的信號處理設(shè)備，其中所述系數(shù)組包括許多組，并且sinc內(nèi)插器還包括一個包含多個系數(shù)的可尋址存儲器。
15.如權(quán)利要求
2到8中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個sinc內(nèi)插器并且完成在要求的sinc內(nèi)插點之前和之后的多次sinc內(nèi)插，還包括一個在所述多個sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
16.如權(quán)利要求
2到9中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述周期T在開始時等于標(biāo)稱波特率除以所述采樣率。
17.如權(quán)利要求
1所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個以所述采樣速率接收樣本的sinc內(nèi)插器，所述內(nèi)插器包括一個根據(jù)一組系數(shù)可操作的有限脈沖響應(yīng)濾波器，以及一個具有存儲在那里的所述系數(shù)的可尋址存儲器；所述信號處理設(shè)備還包括一個采樣器，包括分別耦合到所述信號的一個同相分量和一個正交分量的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器接收所述采樣器的同相和正交輸出；其中，所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個集成的半導(dǎo)體電路，其中所述數(shù)字控制振蕩器的所述輸出包括每當(dāng)狀態(tài)Ω超過所述符號周期的一個時間分割時產(chǎn)生的第一輸出信號，以及所述內(nèi)插器產(chǎn)生響應(yīng)于所述第一輸出信號的輸出，其中Ω是一個代表所述數(shù)字控制振蕩器若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)。
18.如權(quán)利要求
17所述的信號處理設(shè)備，其中所述集成的半導(dǎo)體電路是一個CMOS電路。
19.如權(quán)利要求
17所述的信號處理設(shè)備，還包括一個具有耦合到所述內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
20.如權(quán)利要求
17所述的信號處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個平方根升余弦濾波器。
21.如權(quán)利要求
17所述的信號處理設(shè)備，其中所述數(shù)字控制振蕩器的所述第一輸出信號還包括一個代表下面方程的值Δ的第二輸出信號 其中系統(tǒng)時鐘是所述時鐘速率；波特率是所述標(biāo)稱波特率；以及Ω是一個代表所述數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)，并且當(dāng)接收到所述第二輸出信號時所述內(nèi)插器發(fā)出一個內(nèi)插樣本。
22.如權(quán)利要求
17到20中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器包括一個第一sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的同相分量；以及一個第二sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的正交分量。
23.如權(quán)利要求
17到20中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器完成在要求的sinc內(nèi)插點之前和之后的多個sinc內(nèi)插，還包括一個在所述多個正弦sinc上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
24.如權(quán)利要求
17到20中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述采樣器被集成在所述集成電路中。
25.如權(quán)利要求
17到20中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述周期T開始時等于一個標(biāo)稱波特率除以所述采樣率。
26.如權(quán)利要求
1所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個sinc內(nèi)插器并且完成在一個要求的sinc內(nèi)插點之前和之后的多個sinc內(nèi)插；所述信號處理設(shè)備還包括一個在所述多個sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
27.如權(quán)利要求
4、5和26中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個sinc內(nèi)插器，所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個集成的半導(dǎo)體電路。
28.如權(quán)利要求
4、5和26中任何一個所述的信號處理設(shè)備，還包括一個具有耦合到所述內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
29.如權(quán)利要求
4、5和26中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個平方根升余弦濾波器。
30.如權(quán)利要求
1所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個sinc內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；其中所述內(nèi)插器包括一個根據(jù)一組系數(shù)可操作的有限脈沖響應(yīng)濾波器，以及一個具有存儲在那里的所述系數(shù)的可尋址存儲器，其中所述sinc內(nèi)插器完成在一個要求的sinc內(nèi)插點之前和之后的多個sinc內(nèi)插；并且所述信號處理設(shè)備還包括一個在所述多個sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器；和一個采樣器，包括分別耦合到所述信號的一個同相分量和一個正交分量的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器接收所述采樣器的同相和正交輸出；其中所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個集成的半導(dǎo)體電路。
31.如權(quán)利要求
1所述的信號處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器為一個sinc內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；并且所述設(shè)備還包括一個載波恢復(fù)電路，包括一個第二數(shù)字控制振蕩器；一個數(shù)字消旋電路，響應(yīng)所述第二數(shù)字控制振蕩器和接收采樣信號的同相分量和正交分量；一個相位誤差估算電路，耦合到所述消旋電路的輸出端；以及第二環(huán)路濾波器，耦合到所述相位誤差估算電路的輸出端；其中所述第二數(shù)字控制振蕩器響應(yīng)所述第二環(huán)路濾波器；其中所述第一和第二數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器、所述第一和第二環(huán)路濾波器以及所述數(shù)字消旋電路被集成在一個半導(dǎo)體集成電路中。
32.如權(quán)利要求
31所述的信號處理設(shè)備，還包括一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器單元，用于以所述采樣率采樣輸入信號并且具有一個耦合到所述sinc內(nèi)插器的輸出端，其中所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器單元被集成在所述半導(dǎo)體集成電路中。
33.如權(quán)利要求
31所述的信號處理設(shè)備，其中輸入信號被調(diào)制，還包括一個I，Q解調(diào)器；以及一個采樣器，包括分別耦合到所述解調(diào)器的同相輸出端和正交輸出端的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述同步內(nèi)插器接收所述采樣器的同相和正交輸出。
34.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量并且根據(jù)下面方程計算誤差信號error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]]]>其中I表示同相分量；T表示符號周期；以及r表示交替樣本之間的間隔。
35.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量和正交分量并且根據(jù)下面方程計算誤差信號error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]+Q[r-T2][Q(r)+Q(r-T)]]]>其中I表示同相分量；Q表示正交分量；T表示符號周期；以及r表示交替樣本之間的間隔。
36.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述集成半導(dǎo)體電路是一個CMOS電路。
37.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中還包括一個具有耦合到所述sinc內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述第一環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
38.如權(quán)利要求
37所述的信號處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個平方根升余弦濾波器。
39.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述第一數(shù)字控制振蕩器的所述輸出包括一個每當(dāng)狀態(tài)Ω超過所述符號周期的一個時間分割時產(chǎn)生的第一輸出信號，并且所述sinc內(nèi)插器響應(yīng)所述第一輸出信號產(chǎn)生一個輸出。
40.如權(quán)利要求
39所述的信號處理設(shè)備，其中所述第一數(shù)字控制振蕩器的所述輸出還包括一個代表下面方程的值Δ的第二輸出信號 其中系統(tǒng)時鐘是所述采樣速率；波特率是一個標(biāo)稱波特率；以及Ω是代表所述第一數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)，并且當(dāng)接收到所述第二輸出信號時所述sinc內(nèi)插器發(fā)出一個內(nèi)插樣本。
41.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器包括一個第一sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的同相分量；以及一個第二sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的正交分量。
42.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器包括一個具有一組系數(shù)的有限脈中響應(yīng)濾波器。
43.如權(quán)利要求
42所述的信號處理設(shè)備，其中所述系數(shù)組包括多個組，所述sinc內(nèi)插器還包括一個包含多個系數(shù)的可尋址存儲器。
44.如權(quán)利要求
31所述的信號處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器完成在一個要求的sinc內(nèi)插點之前和之后的多個sinc內(nèi)插，還包括一個在所述多個sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
45.如權(quán)利要求
31到33中任何一個所述的信號處理設(shè)備，其中所述周期T開始時等于標(biāo)稱波特率除以所述采樣率。
46.如權(quán)利要求
37所述的信號處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器被集成在所述集成半導(dǎo)體電路中。
47.如權(quán)利要求
38所述的信號處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器被集成在所述集成的半導(dǎo)體電路中。
專利摘要
信號處理設(shè)備，處理以一采樣率采樣的信號，其具有相應(yīng)于接收符號率的周期，包括時鐘，以該采樣率操作；數(shù)控振蕩器，以周期T操作；內(nèi)插器，以該采樣率接收樣本；環(huán)路濾波器，耦合到內(nèi)插器和數(shù)控振蕩器，具有響應(yīng)所述周期T和相應(yīng)于所述采樣信號的接收的符號率的所述周期間的差值的輸出，數(shù)控振蕩器響應(yīng)環(huán)路濾波器的輸出，產(chǎn)生代表相繼樣本間內(nèi)插距離的第一輸出信號，內(nèi)插器按內(nèi)插距離內(nèi)插接收樣本，產(chǎn)生代表內(nèi)插樣本的輸出信號。
文檔編號H04N7/24GKCN1079620SQ96104599
公開日2002年2月20日 申請日期1996年3月27日
發(fā)明者安東尼·P·克萊登, 理查德·J·甘馬克 申請人:迪維安公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan專利引用 (2),