專利名稱:一種無線收發(fā)器系統(tǒng)中i/q幅度不平衡調(diào)整方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，本發(fā)明還涉及實(shí)現(xiàn)該方法的裝置。
背景技術(shù)：
在無線收發(fā)器接收機(jī)設(shè)計(jì)中，可能由于下面的原因?qū)е翴/Q幅度不平衡1)接收解調(diào)器的負(fù)載誤差；2)接收解調(diào)器及后續(xù)的自動(dòng)增益控制(AGC)，低通濾波器(LPF)等版圖不對(duì)稱，從而產(chǎn)生諸如I/Q偏置電流差異，跨導(dǎo)(Gm)偏差等；3)其他可能的工藝偏差或失配等。然而在實(shí)際系統(tǒng)中，對(duì)接收機(jī)系統(tǒng)的誤差向量幅度(EVM)都有比較嚴(yán)格的要求。為了達(dá)到系統(tǒng)要求的EVM值，必須在以下兩個(gè)方面折中，一是接收機(jī)混頻器本振端口采用的實(shí)際正交本振信號(hào)的相位偏差Δθ；二是接收機(jī)混頻器及其后續(xù)的處理電路，如AGC，LPF等造成的I/Q幅度不平衡(ΔA)。
圍繞著這兩個(gè)因素，國內(nèi)外科技工作者做了大量的努力，提出了眾多的解決方案，比如為了減小Δθ，接收機(jī)本振采用正交驅(qū)動(dòng)的方式，即實(shí)際壓控振蕩器(VCO)由兩個(gè)相互驅(qū)動(dòng)的VCO組成。這種方式可以得到兩對(duì)正交性能相當(dāng)好的本振，如Δθ＜0.5°，但是由于有兩個(gè)VCO，版圖面積相對(duì)大很多，在成本壓力相當(dāng)大的情況下一般不采用。通常情況下，正交本振信號(hào)一般都通過差分VCO輸出除2的方式得到兩個(gè)正交本振信號(hào)，由于有除2，所以VCO的輸出是輸出本振的2倍，由于振蕩頻率高，可以獲得較小的版圖面積。這種方式產(chǎn)生的輸出信號(hào)的正交性能往往取決于除2電路及后續(xù)緩沖電路的版圖對(duì)稱情況，經(jīng)過精心設(shè)計(jì)版圖，可以將Δθ控制在Δθ＝1°左右。
Δθ＝1°在某些場合下也是很大的誤差，為了獲得要求的EVM，對(duì)ΔA同樣提出了很高的要求，特別是在Δθ較大的情況下對(duì)ΔA的要求就更苛刻。從當(dāng)前可以查到的文獻(xiàn)資料看，對(duì)ΔA的校準(zhǔn)大都采用數(shù)字信號(hào)處理的方法。這種方法首先需要一對(duì)高速模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，再通過數(shù)字算法首先提取采樣信號(hào)的幅度信息，得到I路與Q路的幅度偏差信息，并依據(jù)此信息控制I，Q兩路的增益以達(dá)到一定控制精度的ΔA。這種方法的控制精度可以做得很高，但是也有如下幾個(gè)缺點(diǎn)一是校準(zhǔn)機(jī)構(gòu)，特別是算法相當(dāng)復(fù)雜；二是由于是兩個(gè)獨(dú)立的ADC分別取樣I路和Q路信號(hào)，存在量化誤差并可能在I路與Q路存在不同的量化誤差，從而人為的引入I/Q幅度偏差；三是由于不存在校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器(CSG)信號(hào)，若想僅依賴接收天線信號(hào)，該算法勢必要采用盲均衡算法，為了得到I/Q幅度偏差信息，需要從大量實(shí)際數(shù)據(jù)中提取幅度信息，某些時(shí)候更是要在采樣較長時(shí)間序列信號(hào)的基礎(chǔ)上，采用離散傅立葉變換(DFT)才能順利提取，從而使得算法更加復(fù)雜，并且耗時(shí)變長，因?yàn)闉榱说玫礁呔鹊姆刃畔?，往往需要采樣足夠長時(shí)間的I/Q信號(hào)，時(shí)間越長，精度越高。
另外，也有一些廠家采取與基帶處理芯片配合的方式來解決，比如在I/Q幅度不平衡調(diào)整期間內(nèi)，基帶處理器發(fā)射已知幅度信息的所謂的訓(xùn)練碼序列，該序列被接收機(jī)接收后檢出其幅度信息，并與已知幅度信息比較，從而達(dá)到校準(zhǔn)I/Q幅度不平衡的目的。這種方式的實(shí)質(zhì)是將上述的方法所需要的部件交給基帶處理器，由于基帶處理器本身就有那些模塊，所以整體上并不增加成本，具有設(shè)計(jì)簡單的優(yōu)點(diǎn)，但需要基帶處理器的配合，而且也存在如下幾個(gè)方面的不足一是當(dāng)處于調(diào)整模式時(shí)，需要將射頻收發(fā)器置于發(fā)射、接收同時(shí)開啟的狀態(tài)，從而對(duì)射頻收發(fā)器提出了較高的要求，因?yàn)閮烧咄瑫r(shí)開啟的時(shí)候，發(fā)射機(jī)對(duì)接收機(jī)是一個(gè)相當(dāng)大的干擾源，不利于接收機(jī)工作，而且此時(shí)功耗相當(dāng)大；二是這種特殊的工作模式，實(shí)際上同時(shí)考量了發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的綜合I/Q幅度不平衡特性，對(duì)只調(diào)接收機(jī)的I/Q不平衡帶來不小的誤差；三是這種方式要求接收機(jī)的I/Q兩路的AGC控制分別控制，并且需要達(dá)到相當(dāng)高的控制精度，在某些時(shí)候?qū)?huì)是一個(gè)麻煩及多余的功耗和版圖面積。
本發(fā)明正是在現(xiàn)有文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上，在復(fù)雜程度，算法耗時(shí)，控制精度，版圖面積等諸方面的折中考慮基礎(chǔ)上，提出了本發(fā)明。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提供一種無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，既能快速可靠的實(shí)現(xiàn)I/Q不平衡的調(diào)整，同時(shí)也能達(dá)到相當(dāng)高的調(diào)整精度和可以接受的版圖面積。本發(fā)明的另一個(gè)目的在于提供實(shí)現(xiàn)該方法的裝置。
本發(fā)明的目的通過以下的技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)一種無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，包括以下處理步驟(1)通過校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)與實(shí)際系統(tǒng)信號(hào)具有相同主要特征的調(diào)制波基頻信號(hào)，該調(diào)制波信號(hào)通過接收機(jī)通道后恢復(fù)出調(diào)制基頻信號(hào)，并分別在I通道、Q通道獲得具有不同幅度特性的接收機(jī)I通道信號(hào)(RXI)、接收機(jī)Q通道信號(hào)(RXQ)；(2)通過接收機(jī)I/Q通道(RXI/Q)選擇器截取上述RXI、RXQ信號(hào)，在交替時(shí)鐘信號(hào)T1的控制下交替進(jìn)入相敏檢測器，將相敏檢測器中本振信號(hào)與交替進(jìn)入的調(diào)制波基頻信號(hào)實(shí)現(xiàn)單邊帶乘法，提取出幅度信息，一般地，要求進(jìn)入相敏檢測器的調(diào)制波基頻信號(hào)與本振信號(hào)頻率一致，即N1＝N5，其中N1、N5分別表示調(diào)制波基頻信號(hào)與本振信號(hào)跟同一參考頻率源的分頻比例因子；(3)在交替時(shí)鐘信號(hào)T1與復(fù)位信號(hào)T2共同控制下，上述提取出幅度信息在積分器中保持I/Q交替并且反相積分，從而提取出I/Q通道幅度偏差的符號(hào)信息sgn{Error(k)}；(4)對(duì)提取的通道幅度偏差的符號(hào)信息進(jìn)行增益平衡處理，該處理過程給出相應(yīng)控制字，直到通道幅度偏差的符號(hào)信息的符號(hào)發(fā)生相反變化，即完成了一次I/Q幅度不平衡調(diào)整。
本發(fā)明采用片內(nèi)集成設(shè)計(jì)的校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器(CSG)，該信號(hào)為單頻調(diào)制信號(hào)，必須根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求，保證信號(hào)對(duì)外泄漏低于系統(tǒng)最大允許泄漏要求；保證調(diào)制信號(hào)居于基帶處理帶寬內(nèi)的中間位置附近。
本發(fā)明相敏檢測器在交替時(shí)鐘信號(hào)T1控制下，靈活地選擇參加乘法運(yùn)算的I通道或Q通道信號(hào)，由于CSG信號(hào)直接接入到接收機(jī)通道，使得參加乘法的雙方具有相同的頻率，但可能具有不同的延時(shí)與幅度，對(duì)校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器中產(chǎn)生調(diào)制波基頻信號(hào)進(jìn)行延時(shí)校準(zhǔn)處理，采用N分頻器，將π平分為N等份，從而保證基頻信號(hào)與通過接收機(jī)后的信號(hào)保持最大不超過π/N的相位偏差。所述的交替時(shí)鐘信號(hào)T1的占空比保持在50％。
本發(fā)明在相同交替時(shí)鐘信號(hào)T1及復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)T2的作用下，積分的I通道或Q通道保持反向積分，從而一方面很好的解決了I和Q路幅度不平衡受到校準(zhǔn)電路進(jìn)一步惡化的可能；另一方面有效避免了校準(zhǔn)電路產(chǎn)生的直流偏移對(duì)積分器的影響，其中T2保持50％的占空比，要求T1與T2的周期按照ΔT2＝m·ΔT1，其中ΔT1及ΔT2分別表示T1(t)與T2(t)的周期，m為大于零的偶數(shù)。
增益平衡處理的過程為根據(jù)積分器給出的I/Q不同偏差符號(hào)A，按照一階梯度算法，給出的控制基帶I/Q增益的控制字W，使得I或Q的幅度朝一個(gè)方向變化，當(dāng)達(dá)到I/Q幅度偏差符號(hào)與首次給增益平衡算法模塊的幅度偏差符號(hào)A發(fā)生相反變化即-A時(shí)，終止該算法，并保持最后的控制字W。
實(shí)現(xiàn)無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法的裝置，包括用于產(chǎn)生一個(gè)與實(shí)際系統(tǒng)信號(hào)具有相同主要特征的調(diào)制波基頻信號(hào)的校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器；用于交替選擇I通道或Q通道中輸出的RXI、RXQ信號(hào)的I/Q通道選擇器；用于提取I/Q通道輸出信號(hào)幅度信息的相敏檢測器；用于提取出I/Q通道幅度偏差符號(hào)信息的積分器；用于對(duì)上述各個(gè)組成部分提供各種時(shí)鐘脈沖的時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器；用于對(duì)幅度偏差符號(hào)信息進(jìn)行增益平衡算法增益平衡處理模塊。
所述相敏檢測器包括基于參考時(shí)鐘的相敏檢測本振信號(hào)及其相位控制電路、相敏檢測電路和兩個(gè)增益控制電路；輸入的基帶信號(hào)經(jīng)增益控制電路輸出與產(chǎn)生的本振信號(hào)在相敏檢測電路中交替做乘法運(yùn)算后輸出幅度信息信號(hào)。
所述積分器包括可變極性積分電路和過零比較電路；輸入的幅度信息信號(hào)通過可變極性積分電路保留其低頻信號(hào)部分，同時(shí)在可變極性積分電路中做反相積分運(yùn)算，其結(jié)果通過過零比較器檢查積分結(jié)果是否過零并輸出幅度偏差符號(hào)信息信號(hào)。
所述校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器包括上混頻器、兩個(gè)本振緩沖器、校準(zhǔn)信號(hào)輸出驅(qū)動(dòng)器；高頻本振信號(hào)經(jīng)兩個(gè)本振緩沖器整形輸入到上混頻器與基帶信號(hào)上混頻變換，再經(jīng)輸出驅(qū)動(dòng)器輸出。
概括起來，本發(fā)明具有如下突出優(yōu)點(diǎn)(1)本發(fā)明成功地避免了由于工藝偏差、版圖誤差及失配等因素造成本發(fā)明在實(shí)施線路中產(chǎn)生的直流偏移對(duì)性能的影響；(2)利用結(jié)構(gòu)簡單的僅一級(jí)增益控制級(jí)，調(diào)整接收機(jī)中多級(jí)增益控制級(jí)，不僅使本發(fā)明的最終調(diào)整成為可能，而且由于經(jīng)過精心設(shè)計(jì)的一級(jí)增益控制級(jí)可以達(dá)到的增益誤差，特別是I/Q增益誤差都非常小，從而使得本發(fā)明的控制精度小于0.1dB；(3)本發(fā)明的結(jié)構(gòu)簡單，大部分電路設(shè)計(jì)都采用了互補(bǔ)金屬氧化半導(dǎo)體(CMOS)晶體管，所以功耗及最終的版圖面積都很小，非常適合比如對(duì)功耗要求非常苛刻的便攜式產(chǎn)品，在成本競爭非常激烈，對(duì)版圖面積相當(dāng)苛刻的其他產(chǎn)品中運(yùn)用；(4)本發(fā)明內(nèi)嵌數(shù)字算法，勿需基帶芯片的參與，該算法非常簡單，用普通的數(shù)字單元即可完成，勿需諸如DFT這樣的算法，或者其他非常復(fù)雜的數(shù)字處理算法及結(jié)構(gòu)，如數(shù)字濾波器，均衡器等；(5)本發(fā)明工作時(shí)不必讓收發(fā)信機(jī)的發(fā)射機(jī)工作，僅需接收機(jī)及本發(fā)明共同工作即可，好處在于一是不必消耗發(fā)射機(jī)與接收機(jī)共同工作時(shí)的大功耗；二是由于本發(fā)明部分工作于小信號(hào)功率狀態(tài)，對(duì)接收機(jī)的工作影響可以忽略。
圖1為本發(fā)明原理框圖；圖2為本發(fā)明接收處理部分的原理框圖；圖3為本發(fā)明增益平衡算法流程圖；圖4為本發(fā)明電路原理圖；圖5為本發(fā)明CSG部分集成模塊功能原理圖；圖6為本發(fā)明接收處理部分集成模塊功能原理圖；圖7為本發(fā)明參考信號(hào)產(chǎn)生及輸出控制原理圖。
具體實(shí)施方式本發(fā)明方法按以下步驟處理(1)通過校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)與實(shí)際系統(tǒng)信號(hào)具有相同主要特征的調(diào)制波基頻信號(hào)，該調(diào)制波信號(hào)通過接收機(jī)通道后恢復(fù)出調(diào)制基頻信號(hào)，并分別在I通道、Q通道獲得具有不同幅度特性的RXI、RXQ信號(hào)；采用片內(nèi)集成特殊設(shè)計(jì)的校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器CSG，該信號(hào)為單頻調(diào)制信號(hào)，必須根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求，保證信號(hào)對(duì)外泄漏低于系統(tǒng)最大允許泄漏要求；保證調(diào)制信號(hào)居于基帶處理帶寬內(nèi)的中間位置附近；(2)通過接收機(jī)I/Q通道(RXI/Q)選擇器截取上述RXI、RXQ信號(hào)在交替時(shí)鐘信號(hào)T1的控制下交替進(jìn)入相敏檢測器，交替時(shí)鐘信號(hào)T1的占空比保持50％。將相敏檢測器中本振信號(hào)與交替進(jìn)入的調(diào)制波基頻信號(hào)實(shí)現(xiàn)單邊帶乘法，提取出幅度信息，一般地，要求進(jìn)入相敏檢測器的調(diào)制波基頻信號(hào)與本振信號(hào)頻率一致，即N1＝N5，其中N1、N5分別表示調(diào)制波基頻信號(hào)與本振信號(hào)跟同一參考頻率源的分頻比例因子，相敏檢測器在交替時(shí)鐘信號(hào)T1(t)控制下，靈活地選擇參加乘法運(yùn)算的I通道或Q通道信號(hào)，由于CSG信號(hào)直接接入到接收機(jī)通道，使得參加乘法的雙方具有相同的頻率，但可能具有不同的延時(shí)與幅度，幅度信息是我們需要的，延時(shí)的差異必須限制在很小的范圍，以免對(duì)幅度信息的判斷產(chǎn)生不必要的誤差，為此，本發(fā)明采用對(duì)校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器中產(chǎn)生調(diào)制波基頻信號(hào)進(jìn)行延時(shí)校準(zhǔn)處理來解決，方法是采用N分頻器，將π平分為N等份，從而保證基頻信號(hào)與通過接收機(jī)后的信號(hào)保持最大不超過π/N的相位偏差；(3)相同交替時(shí)鐘信號(hào)T1(t)及復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)T2(t)的作用下，積分的I通道或Q通道保持反向積分，從而一方面很好的解決了I和Q路幅度不平衡受到校準(zhǔn)電路進(jìn)一步惡化的可能；另一方面有效避免了校準(zhǔn)電路產(chǎn)生的直流偏移對(duì)積分器的影響，其中T2(t)保持50％的占空比，要求T1(t)與T2(t)的周期按照ΔT2＝m·ΔT1，其中ΔT1及ΔT2分別表示T1(t)與T2(t)的周期，m為大于零的偶數(shù)。在交替時(shí)鐘信號(hào)T1與復(fù)位信號(hào)T2共同控制下，上述提取出幅度信息在積分器中保持I/Q交替并且反相積分，從而提取出I/Q通道幅度偏差的符號(hào)信息sgn{Error(k)}；(4)對(duì)提取的通道幅度偏差的符號(hào)信息進(jìn)行增益平衡處理，該處理過程給出相應(yīng)控制字，直到通道幅度偏差的符號(hào)信息的符號(hào)發(fā)生相反變化，即完成了一次I/Q幅度不平衡調(diào)整。
圖1所示的I/Q不平衡調(diào)整系統(tǒng)可以工作于在非接收狀態(tài)調(diào)整接收機(jī)I/Q幅度平衡性(雙工器置于發(fā)射狀態(tài))，但本發(fā)明僅限于在開機(jī)時(shí)做一次。為了測得合適的RXI及RXQ，CSG應(yīng)該保持適當(dāng)?shù)墓β史秶?，這需要系統(tǒng)參數(shù)來決定，經(jīng)過圖2所示的接收處理后，可以得到如下兩種情況的誤差信號(hào)，即[Det_I-I，Det_Q-Q]或者[Det_Q-I，Det_I-Q]根據(jù)相對(duì)相位路徑偏差，選擇上述兩個(gè)誤差信號(hào)之一來利用一階梯度算法調(diào)整或者I路或者Q路的增益。設(shè)在k次通過過零檢測器得到的數(shù)字誤差信號(hào)為Error_Balance(k)＝Det_I-I-Det_Q-Q或者Error_Balance(k)＝Det_I-Q+Det_Q-I同樣上述2式的選擇需要視實(shí)際CSG信號(hào)的相對(duì)路徑偏差而定。
增益平衡算法是一個(gè)一階梯度算法，如圖3所示。
該控制算法給出Gain_Balance_Control(k)＝Gain_Balance_Control(k-1)+Gain_Loop*sgn[Error_Balance(k-1)]其中Gain_Balance_Control(k)是第k次調(diào)整的增益控制字；Gain_Loop是每次變換的步長，一般是一步；sgn[Error_Balance(k)]表示第k次測試的誤差信號(hào)符號(hào)，當(dāng)該信號(hào)為負(fù)時(shí)，實(shí)際上表示與上式相反的調(diào)整，即如果上式是針對(duì)I路的調(diào)整公式，當(dāng)sgn[Error_Balance(k)]為負(fù)時(shí)，表示I路的調(diào)整不變，而Q路調(diào)整系數(shù)增加一個(gè)Gain_Loop，反之亦然。
下面具體闡述算法設(shè)CSG輸出的單音信號(hào)為Sp(t)＝Acos(2π(fp+fLO)t)其中A是信號(hào)幅度；fp是調(diào)制信號(hào)頻率；fLO是射頻本振頻率。Sp(t)直接或者間接饋入低噪聲放大器(LNA)，通過接收機(jī)處理后，輸出為RXI(t)＝GIcos(2πfpt+φ)+ηI(t)RXQ(t)＝GQsin(2πfpt+φ)-ηQ(t)其中GI及GQ分別代表I路和Q路的增益；ηI(t)及ηQ(t)分別代表I通道和Q通道上的噪聲及干擾；φ是信號(hào)流經(jīng)I路及Q路的相位偏差，一般該值在I路及Q路上沒什么區(qū)別，或者是足以忽略不計(jì)的極小差異，所以設(shè)為恒定的相位偏差。
注意到相敏檢測器(PSD)的本振端信號(hào)頻率與fp相同，而積分器(INT)表現(xiàn)為低通特性，即下式乘法運(yùn)算的2倍頻將被忽略不計(jì)，則INT的輸出端信號(hào)為對(duì)I路Det_I-I＝[GIcos(2πfpt+φ)+ηI(t)][cos(2πfpt+ρ)]＝B*GIcos(ψ)+dc_I-I+noise或者Det_I-Q＝[GIcos(2πfpt+φ)+ηI(t)][sin(2πfpt+ρ)]＝-B*GIcos(ψ)+dc_I-Q+noise對(duì)Q路Det_Q-I＝[GQcos(2πfpt+φ)+ηI(t)][cos(2πfpt+ρ)]＝B*GQcos(ψ)+dc_Q-I+noise或者Det_Q-Q＝[GQcos(2πfpt+φ)+ηI(t)][sin(2πfpt+ρ)]＝-B*GQcos(ψ)+dc_Q-Q+noise其中ρ表示PSD本振端口的相位；而ψ＝φ-ρ表示接收信號(hào)與PSD本振端信號(hào)的相位差，該誤差到底多大需要取決于實(shí)際電路版圖的情況而定，同時(shí)該值也決定了算法采用的誤差對(duì)[Det_I-I，Det_Q-Q]或者[Det_I-Q，Det_Q-I]為了解決上述方程式的選擇問題，實(shí)際上由于本發(fā)明同時(shí)包含一個(gè)多相位本振選擇模塊IQ_LO_block，使用時(shí)采用上述任何一種誤差對(duì)都可以通過IQ_LO_block找到合適的相位控制偏差。注意到上式均存在直流偏移項(xiàng)，該直流偏移項(xiàng)在PSD版圖后，由于其非嚴(yán)格對(duì)稱性，極有可能存在，但它只影響直流偏置。本發(fā)明同時(shí)指出，由于PSD是由一個(gè)單邊帶乘法器構(gòu)成，在RXI/RXQ選擇開關(guān)的作用下，I路與Q路信號(hào)通過相同的乘法器，將產(chǎn)生同樣的直流偏移量，即dc_I-Q＝dc_Q-I或者dc_I-I＝dc_Q-Q；當(dāng)上述信號(hào)饋入INT時(shí)由于INT始終保持I/Q反相積分，在與RXI/RXQ選擇開關(guān)相同控制開關(guān)作用下，該直流信號(hào)最終在INT輸出端消失。
本發(fā)明裝置實(shí)施例采用的工藝技術(shù)是美國捷智半導(dǎo)體代工廠的鍺硅0.18μm雙極互補(bǔ)金屬氧化半導(dǎo)體(BiCMOS)工藝庫。針對(duì)寬帶碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)(3GPP WCDMA)系統(tǒng)，實(shí)施目標(biāo)是I/Q不平衡小于0.2dB。附圖4是本發(fā)明電路原理圖，由三個(gè)主要模塊組成，即IQ_pilot_gen為CSG部分；IQ_gain_unba_top為本發(fā)明接收處理部分；IQdelta_dig4sim為數(shù)字增益平衡算法及時(shí)鐘發(fā)生器部分，所有的工作時(shí)鐘及信號(hào)源都來源于此。工作時(shí)IQdelta_dig4sim需要將IQcal_on及IQdelta_on置為高電平，并將初始AGC控制位歸零，此時(shí)IQ_pilot_gen及IQ_gain_unba_top都上電開始工作，在控制信號(hào)線ref_1024及ref_8192的作用下，IQ_gain_unba_top里面的PSD交替工作，并保持在INT中反相積分，比較器給出信號(hào)comp_IQ給IQdelta_dig4sim；IQdelta_dig4sim按照comp_IQ為高調(diào)Q路AGC控制位加1，而comp_IQ為低則調(diào)I路AGC控制位加1，如此反復(fù)直到comp_IQ發(fā)生極性變化為止。當(dāng)校正結(jié)束后，IQdelta_dig4sim將IQcal_on置為低及將IQdelta_on置為高，從而將IQ_pilot_gen關(guān)掉，IQ_gain_unba_top中大部分線路都關(guān)掉而只保留AGC部分維持上電狀態(tài)，至此I/Q不平衡調(diào)整就結(jié)束了。表1列出了附圖4的所有端口及其含義。
表1附圖4的所有端口及其含義表
下面分模塊介紹線路及算法內(nèi)容。
CSG模塊包括上混頻器(IQ_Mixer)，兩個(gè)本振緩沖器(LO_buffer_pilot)，CSG輸出驅(qū)動(dòng)器(IQ_out_pilot)。CSG的目的是為了獲得一個(gè)在片的模擬射頻信號(hào)，根據(jù)系統(tǒng)要求的不同，設(shè)計(jì)CSG時(shí)需要考慮如下四個(gè)原則，即一、CSG信號(hào)由于需要直接或者間接的輸入到接收機(jī)的低噪放(LNA)輸入端，CSG號(hào)與外面無線電波的信號(hào)通道是并聯(lián)的，所以CSG將會(huì)泄漏到天線，一般系統(tǒng)對(duì)該泄漏信號(hào)強(qiáng)度都有明確的規(guī)定，所以CSG信號(hào)的強(qiáng)度需要設(shè)計(jì)在該要求之下；二、調(diào)制信號(hào)的選擇原則，該CSG信號(hào)是一個(gè)單頻調(diào)制信號(hào)，選擇調(diào)制信號(hào)的多少對(duì)控制精度也有一定的影響，通常情況下，接收機(jī)混頻器后接有LPF，CSG調(diào)制頻率應(yīng)選擇處于該LPF最平坦的區(qū)域?yàn)橐耍礊V波器角頻率的中間位置，以便真實(shí)的反應(yīng)I/Q幅度的偏差；三、由于CSG一般只在開機(jī)的時(shí)候工作一次，而在開機(jī)以后整個(gè)CSG就被關(guān)掉，為了節(jié)省版圖面積，有必要按最簡單的原則設(shè)計(jì)線路；四、當(dāng)CSG關(guān)掉后，不應(yīng)該影響接收機(jī)的工作狀態(tài)，這有兩個(gè)地方在設(shè)計(jì)線路與版圖設(shè)計(jì)時(shí)需要注意，一是與LNA的輸入端的隔離，當(dāng)CSG掉電后，不要影響LNA的輸入端特性；二是CSG的射頻調(diào)制本振，該本振與接收機(jī)本振一般來源都是一樣的，所以當(dāng)CSG掉電后，同樣不能影響接收機(jī)混頻器的工作狀態(tài)。在本實(shí)施例中，CSG的功率限制在-55dBm，這是根據(jù)泄漏系統(tǒng)要求及雙工器的隔離性能來確定的。附圖5的CSG部分工作時(shí)，高頻本振信號(hào)LO_0，LO_180；LO_90，LO_270通過兩個(gè)本振緩沖器LO_buffer_pilot整形至合適的波形輸入到單邊帶上變頻器IQ_mixer與基帶信號(hào)bbip，bbin；bbqp，bbqn完成上變頻變換，其輸出通過緩沖器IQ_out_buffer輸出。表2列出了該CSG的所有端口定義及功能描述。
表2附圖5的所有端口及其含義表
I/Q不平衡處理電路包括基于參考時(shí)鐘的PSD本振信號(hào)及其相位控制電路(IQ_LO_block)，PSD電路(IQ_imba_PSD)，可變極性積分器(IQ_INT)，過零比較器(comparator_CMOS)，兩個(gè)高控制精度的AGC(AGC_small)組成。該AGC由3比特位控制，最小步長為0.18dB，控制范圍為0～1.26dB。I/Q不平衡處理電路，如附圖6所示，工作時(shí)，基帶信號(hào)經(jīng)AGC_small的輸出端信號(hào)I_outp，I_outn；Q_outp，Q_outn與從IQ_LO_block產(chǎn)生的與之相同頻率，兩者相位誤差較小的信號(hào)在IQ_imba_PSD中按div_1024的時(shí)序I/Q交替做乘法運(yùn)算，該P(yáng)SD輸出信號(hào)通過IQ_INT只保留其低頻信號(hào)部分，同時(shí)在IQ_INT中按照div_8192的時(shí)序做反相積分運(yùn)算，其結(jié)果通過過零比較器comparator_CMOS檢查積分結(jié)果是否過零，其結(jié)果通過反相器輸出信號(hào)comp_IQ給數(shù)字控制單元IQdelta_dig4sim。其中IQ_LO_block提供時(shí)鐘信號(hào)以及時(shí)鐘的相位控制。如附圖6所示的I/Q不平衡處理電路的工作狀態(tài)受控制信號(hào)IQcal_on及deltaIQ_on的控制，當(dāng)IQcal_on及deltaIQ_on均設(shè)為高時(shí)是上述的調(diào)整工作狀態(tài)；當(dāng)調(diào)整完成后設(shè)置IQcal_on為低而deltaIQ_on置為高則表示其中除開AGC_small上電外其余都關(guān)掉的完成模式；當(dāng)IQcal_on及deltaIQ_on均為低時(shí)表示所有電路均掉電，而且AGC_small也工作于旁通模式，其余的狀態(tài)即IQcal_on為高而deltaIQ_on置為低為禁止?fàn)顟B(tài)。表3列出了該I/Q不平衡處理電路附圖6的所有端口定義及功能描述。
表3附圖6的所有端口及其含義表
為了保證接收的I/Q信號(hào)與本地產(chǎn)生的信號(hào)具有足夠小的相位誤差，IQ_LO_block提供小于π/N的相位偏差，當(dāng)N足夠大時(shí)，I/Q信號(hào)與本地產(chǎn)生的信號(hào)就具有足夠小的相位誤差，從而保證所提取的幅度信息具備足夠高的精度。IQ_LO_block選擇N＝4的線路見附圖7。其中IQ_imba_div4將輸入的單端信號(hào)flo_in 4分頻后輸出Q_0，Q_180；Q_45，Q_225；Q_90，Q_270；Q_135，Q_315，并通過兩個(gè)相同的相位選擇單元IQ_phase_select選擇I_0，I_180；I_90，I_270，這些信號(hào)通過復(fù)用器IQ_imba_mux輸出RX_0，RX_180；RX_90，RX_270；而IQ_TX_LObuf則固定為Q_0，Q_180；Q_90，Q_270的緩沖輸出TX_0，TX_180；TX_90，TX_270。表4列出了該IQ_LO_block電路附圖7的所有端口定義及功能描述；表5列出了相位控制編碼。
表4附圖7的所有端口及其含義表
表5相位控制編碼
增益平衡算法部分為IQdelta_dig4sim，該部分采用verilog語言編程而得。附圖3是編程流程圖。IQdelta_dig4sim部分包括一個(gè)實(shí)現(xiàn)I/Q幅度不平衡調(diào)整的一階梯度算法；需要的不同控制時(shí)鐘信號(hào)的產(chǎn)生；以及控制位的設(shè)置，如表1到表5的IQcal_on，deltaIQ_on，delta_I<2:0>，delta_Q<2:0>，phase_control<2:0>等。
權(quán)利要求
1.一種無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，其特征在于包括以下處理步驟(1)通過校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)與實(shí)際系統(tǒng)信號(hào)具有相同主要特征的調(diào)制波基頻信號(hào)，該調(diào)制波信號(hào)通過接收機(jī)通道后恢復(fù)出調(diào)制基頻信號(hào)，并分別在I通道、Q通道獲得具有不同幅度特性的接收機(jī)I通道信號(hào)、接收機(jī)Q通道信號(hào)；(2)通過接收機(jī)I/Q通道選擇器截取上述I通道信號(hào)或Q通道信號(hào)，在交替時(shí)鐘信號(hào)T1的控制下交替進(jìn)入相敏檢測器，將相敏檢測器中本振信號(hào)與交替進(jìn)入的調(diào)制波基頻信號(hào)實(shí)現(xiàn)單邊帶乘法，提取出幅度信息，一般地，要求進(jìn)入相敏檢測器的調(diào)制波基頻信號(hào)與本振信號(hào)頻率一致，即N1＝N5，其中N1、N5分別表示調(diào)制波基頻信號(hào)與本振信號(hào)跟同一參考頻率源的分頻比例因子；(3)在交替時(shí)鐘信號(hào)T1與復(fù)位信號(hào)T2共同控制下，上述提取出的幅度信息在積分器中保持I/Q交替并且反相積分，從而提取出I/Q通道幅度偏差的符號(hào)信息；(4)對(duì)提取出的I/Q通道幅度偏差符號(hào)信息進(jìn)行增益平衡處理，該處理過程給出相應(yīng)控制字，直到通道幅度偏差的符號(hào)信息的符號(hào)發(fā)生相反變化，即完成了一次I/Q幅度不平衡調(diào)整。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，其特征在于該信號(hào)為單頻調(diào)制信號(hào)，該信號(hào)對(duì)外泄漏低于系統(tǒng)最大允許泄漏要求；調(diào)制信號(hào)居于基帶處理帶寬的中間位置附近。
3.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，其特征在于所述的交替時(shí)鐘信號(hào)T1的占空比保持在50％。
4.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，其特征在于對(duì)校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器中產(chǎn)生的調(diào)制波基頻信號(hào)進(jìn)行延時(shí)校準(zhǔn)處理，采用N分頻器，將π平分為N等份，從而保證基頻信號(hào)與通過接收機(jī)后的信號(hào)保持最大不超過π/N的相位偏差。
5.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，其特征在于所述復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)T2保持50％的占空比，交替時(shí)鐘信號(hào)T1與復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)T2的周期按照ΔT2＝m·ΔT1，其中ΔT1及ΔT2分別表示T1與T2的周期，m為大于零的偶數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，其特征在于增益平衡處理的過程為根據(jù)積分器給出的I/Q不同偏差符號(hào)A，按照一階梯度算法，給出的控制基帶I/Q增益的控制字W，使得I或Q的幅度朝一個(gè)方向變化，當(dāng)達(dá)到I/Q幅度偏差符號(hào)與首次給增益平衡算法模塊的幅度偏差符號(hào)A發(fā)生相反變化即-A時(shí)，終止該算法，并保持最后的控制字W。
7.權(quán)利要求
1所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整裝置，其特征在于其特征在于包括用于產(chǎn)生一個(gè)與實(shí)際系統(tǒng)信號(hào)具有相同主要特征的調(diào)制波基頻信號(hào)的校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器；用于交替選擇截取I通道或Q通道中輸出信號(hào)的I/Q通道選擇器；用于提取I/Q通道輸出信號(hào)幅度信息的相敏檢測器；用于提取出I/Q通道幅度偏差符號(hào)信息的積分器；用于對(duì)上述各個(gè)組成部分提供各種時(shí)鐘脈沖的時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器；用于對(duì)幅度偏差符號(hào)信息進(jìn)行增益平衡算法增益平衡處理模塊。
8.根據(jù)權(quán)利要求
7所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整裝置，其特征在于所述相敏檢測器包括基于參考時(shí)鐘的相敏檢測本振信號(hào)及其相位控制電路、相敏檢測電路和兩個(gè)增益控制電路；輸入的基帶信號(hào)經(jīng)增益控制電路輸出與產(chǎn)生的本振信號(hào)在相敏檢測電路中交替做乘法運(yùn)算后輸出幅度信息信號(hào)。
9.根據(jù)權(quán)利要求
7所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整裝置，其特征在于所述積分器包括可變極性積分電路和過零比較電路；輸入的幅度信息信號(hào)通過可變極性積分電路保留其低頻信號(hào)部分，同時(shí)在可變極性積分電路中做反相積分運(yùn)算，其結(jié)果通過過零比較器檢查積分結(jié)果是否過零并輸出幅度偏差符號(hào)信息信號(hào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求
7所述的無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整裝置，其特征在于所述校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器包括上混頻器、兩個(gè)本振緩沖器、校準(zhǔn)信號(hào)輸出驅(qū)動(dòng)器；高頻本振信號(hào)經(jīng)兩個(gè)本振緩沖器整形輸入到上混頻器與基帶信號(hào)上混頻變換，再經(jīng)輸出驅(qū)動(dòng)器輸出。
專利摘要
本發(fā)明公開了一種無線收發(fā)器系統(tǒng)中I/Q幅度不平衡調(diào)整方法，通過校準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)調(diào)制波基頻信號(hào)，該信號(hào)通過接收機(jī)通道后恢復(fù)出調(diào)制基頻信號(hào)，并分別在I通道、Q通道獲得具有不同幅度特性的接收機(jī)I通道信號(hào)、接收機(jī)Q通道信號(hào)；通過接收機(jī)I/Q通道選擇器截取上述接收機(jī)I通道信號(hào)、接收機(jī)Q通道信號(hào)，在交替時(shí)鐘信號(hào)T1的控制下交替進(jìn)入相敏檢測器，將相敏檢測器中本振信號(hào)與交替進(jìn)入的調(diào)制波基頻信號(hào)實(shí)現(xiàn)單邊帶乘法，提取出幅度信息，在交替時(shí)鐘信號(hào)T1與復(fù)位信號(hào)T2共同控制下，上述提取出幅度信息在積分器中保持I/Q交替并且反相積分，從而提取出I/Q通道幅度偏差的符號(hào)信息；對(duì)提取的通道幅度偏差的符號(hào)信息進(jìn)行增益平衡處理，該處理過程給出相應(yīng)控制字，直到通道幅度偏差的符號(hào)信息的符號(hào)發(fā)生相反變化，即完成了一次I/Q幅度不平衡調(diào)整。
文檔編號(hào)H04L25/03GK1992688SQ200510121211
公開日2007年7月4日 申請(qǐng)日期2005年12月29日
發(fā)明者袁永斌, 鄭衛(wèi)國, 王昭, 陳紅林 申請(qǐng)人:廣州市廣晟微電子有限公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan