專利名稱:一種加權(quán)非相干超寬帶接收方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于超寬帶(UWBUltra-Wideband)通信技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其涉及一種利用超寬帶多徑接收信號(hào)的分區(qū)能量進(jìn)行加權(quán)合并的非相干接收技術(shù)。
背景技術(shù)：
超寬帶技術(shù)(UWBUltra-Wideband)是一種采用極寬頻帶(幾百M(fèi)Hz～幾個(gè)GHz)的無(wú)線電技術(shù)，其興起可以追溯自上個(gè)世紀(jì)60年代，在70～80年代應(yīng)用于雷達(dá)方面取得了很大進(jìn)展，即沖激雷達(dá)(Impulse Radar)。90年代后超寬帶技術(shù)在通信方面的應(yīng)用研究逐漸趨熱，并在軍事通信領(lǐng)域取得了很大的進(jìn)展。98年開(kāi)始，美國(guó)等國(guó)家開(kāi)始了UWB通信技術(shù)商用化的研究，2002年2月14日，美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)批準(zhǔn)了3.1GHz~10.6GHz用于UWB通信的頻段及相應(yīng)的頻譜功率限制，標(biāo)志著UWB技術(shù)民用商用化的開(kāi)始。
超寬帶UWB的定義經(jīng)過(guò)了一個(gè)變化的過(guò)程。早先的UWB由美國(guó)國(guó)防部DARPA相關(guān)部門(mén)定義為發(fā)射信號(hào)帶寬與其中心頻率之比≥25％；在美國(guó)FCC批準(zhǔn)UWB進(jìn)行商用之后，給出了一個(gè)確切的UWB定義，即絕對(duì)帶寬(-10dB帶寬)≥500MHz，或者帶寬比≥20％，即可認(rèn)為是超寬帶UWB。這樣，UWB從傳統(tǒng)上一項(xiàng)技術(shù)的定義，轉(zhuǎn)變成為一個(gè)帶寬的定義，而對(duì)使用的技術(shù)并沒(méi)有采取任何限制。
最早的UWB技術(shù)主要采用沖激無(wú)線電(IRImpulse Radio)的方式，即采用極窄沖激脈沖(1ns以下)進(jìn)行直接輻射的方式進(jìn)行發(fā)送，因此其頻譜可以從接近直流擴(kuò)展到幾個(gè)GHz甚至十幾個(gè)GHz。
采用沖激技術(shù)的IR-UWB具有以下的性能特點(diǎn)(1)高數(shù)據(jù)傳輸率可以達(dá)到10~100Mb/s的無(wú)線數(shù)據(jù)傳輸能力；(2)低截獲率UWB具有極低的類似噪聲的功率譜密度，信號(hào)完全可以隱藏在噪聲本底以下而不易被發(fā)覺(jué)；(3)抗干擾性UWB信號(hào)占有上GHz的頻帶寬度，處理增益可以到達(dá)50dB以上，具有極強(qiáng)的抗干擾能力；(4)抗多徑干擾由于UWB脈沖極窄，具有ns量級(jí)的多徑分辨能力，很容易區(qū)分各個(gè)路徑的到達(dá)信號(hào)，同時(shí)也可以達(dá)到cm量級(jí)的定位精度；(5)設(shè)備簡(jiǎn)單采用沖激無(wú)線電(IR)方式的UWB通信技術(shù)，由于無(wú)須載波調(diào)制而直接發(fā)送，可省去收發(fā)信道機(jī)部分；(6)低功耗由于設(shè)備簡(jiǎn)單及可以采用多徑能量合并的架構(gòu)，UWB通信設(shè)備的平均發(fā)送功率在mW量級(jí)，功耗的降低可以采用電池長(zhǎng)時(shí)間供電；UWB技術(shù)主要應(yīng)用在雷達(dá)、通信、定位測(cè)距等方面。雷達(dá)方面，包括成像雷達(dá)、探地雷達(dá)、透視雷達(dá)、防撞雷達(dá)等；通信方面，主要用于隱蔽通信、高速無(wú)線數(shù)據(jù)通信等；定位測(cè)距方面，主要用于小范圍精確定位和測(cè)距等，如庫(kù)房貨物管理。
自從2002年美國(guó)FCC批準(zhǔn)UWB技術(shù)商用化后，UWB技術(shù)獲得了很大的發(fā)展。2003年，IEEE開(kāi)始制訂的802.15.3a個(gè)人短距無(wú)線通信標(biāo)準(zhǔn)，目前經(jīng)過(guò)篩選剩下兩個(gè)方案，一個(gè)是基于OFDM的MBO-UWB方案，支持廠商以Intel為首，另一個(gè)是基于直序擴(kuò)頻的DS-UWB方案，主要支持廠商為Motorola。雖然最終還沒(méi)有確定哪個(gè)方案勝出，但采用UWB技術(shù)已成為主流趨勢(shì)。
盡管IR-UWB沒(méi)能成為IEEE 802.15.3a高速無(wú)線個(gè)域網(wǎng)的候選方案，但沖激無(wú)線電方案具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、體積小、低功耗、低成本等優(yōu)點(diǎn)，因此在一些低速無(wú)線數(shù)據(jù)方面的應(yīng)用，如鑒識(shí)、定位、控制、傳感等，具有廣闊的應(yīng)用前景，仍然獲得了廣泛的關(guān)注。
作為無(wú)線傳輸信號(hào)，UWB信號(hào)的傳輸信道基本上是一個(gè)多徑信道，但是與窄帶信號(hào)或者通常的寬帶信號(hào)不同的是，UWB信號(hào)由于具有超寬的頻帶，因而具有極強(qiáng)的多徑分辨率，在接收到的多徑信號(hào)中可分辨的多徑分量大大地多于后者。一些UWB信道測(cè)量結(jié)果表明，只有很少數(shù)量的UWB多徑分量落在同一個(gè)時(shí)延片，尤其是那些時(shí)延較小的時(shí)延片。相應(yīng)地，UWB信號(hào)很少出現(xiàn)多徑衰落現(xiàn)象，接收信號(hào)功率的變化通常是由陰影衰落而非多徑衰落引起的。UWB信號(hào)的這一特點(diǎn)，使得多徑分量信號(hào)的能量收集與合并極具價(jià)值和潛力，這對(duì)一些功率受限的UWB系統(tǒng)尤為重要[4]。
針對(duì)UWB多徑信號(hào)的檢測(cè)，目前為止大多數(shù)的文獻(xiàn)都采用基于相干接收的Rake技術(shù)進(jìn)行能量收集合并[R.A.Scholtz，“Multiple Access with Time-Hopping ImpulseModulation”IEEE MILCOM’93，1993]，這主要是基于UWB信號(hào)所特有的強(qiáng)多徑分辨能力，采用Rake技術(shù)可以獲得最大的輸出信噪比和誤碼性能。盡管有如此的優(yōu)點(diǎn)，但是采用Rake接收機(jī)的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)UWB系統(tǒng)卻是非常復(fù)雜和難以實(shí)現(xiàn)的。首先，Rake接收機(jī)必須基于比較理想的條件，一般要求非常精確的時(shí)鐘定時(shí)估計(jì)結(jié)果和信道狀態(tài)估計(jì)結(jié)果。其次，針對(duì)UWB多徑信道的Rake接收機(jī)需要采用很大數(shù)量的Rake分支，從而大大增加了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。在一般的室內(nèi)環(huán)境下，要獲得85％以上的多徑能量，有時(shí)需要超過(guò)100個(gè)多徑分支；而在更為復(fù)雜的工業(yè)環(huán)境下，收集100個(gè)最強(qiáng)多徑分量只能獲得比沖激響應(yīng)總能量的10％略多一點(diǎn)，如果要獲得50％左右的總能量，則需要高達(dá)400個(gè)多徑分量，這在實(shí)際應(yīng)用中顯然是不現(xiàn)實(shí)的[J.Karedal，S.Wyne，P.Almers，F(xiàn).Tufvesson，A.F.Molisch.“Statistical analysis of the UWB channel in an industrialenvironment，”IEEE VTC2004-Fall，Sept.2004]。此外，由于傳播路徑的不同，接收到的各多徑分量在經(jīng)過(guò)不同的路徑傳播后會(huì)造成信號(hào)波形不同程度的失真，各個(gè)多徑分量的波形有很大的差別，這也給相干接收模板信號(hào)的產(chǎn)生和處理帶來(lái)了不小的困難。綜合以上所述的困難因素，Rake接收機(jī)在實(shí)際UWB系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)中并不常使用。
除了Rake相干接收方式外，一類自相關(guān)/差分相關(guān)接收方式[G.Durisi，S.Benedetto，“Performance of coherent and non-coherent receivers for UWB communications.”IEEE Comm.，2004 International Conf.on，June 2004]、[趙為春、劉丹譜、樂(lè)光新等，“用于超寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)的相關(guān)接收機(jī)及信號(hào)接收方法”，中國(guó)專利申請(qǐng)?zhí)?00410006412.2，公開(kāi)號(hào)CN 1561006A，
公開(kāi)日2005年1月5日]，可以避免或在一定程度上減輕上述的困難。當(dāng)然自相關(guān)/差分相關(guān)接收方式盡管可以避免進(jìn)行信道估計(jì)，但由于其內(nèi)在的相關(guān)操作，仍然需要較為精確的定時(shí)估計(jì)和復(fù)雜的模擬波形存儲(chǔ)電路[S.Paquelet，L.M.Aubert，“An energy adaptive demodulation for high data rateswith impulse radio，”IEEE Radio and Wireless Conference，2004，Sept.2004]，因而也具有一定的系統(tǒng)硬件實(shí)現(xiàn)難度。另一類基于能量檢測(cè)的非相干接收機(jī)，由于其誤碼性能較差，在以系統(tǒng)性能為主要目標(biāo)的UWB技術(shù)發(fā)展早期并未引起足夠的重視。當(dāng)UWB系統(tǒng)從性能方面的研究逐漸過(guò)渡到系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)之后，硬件實(shí)現(xiàn)較為簡(jiǎn)單的能量檢測(cè)器又重新進(jìn)入人們的視野。近兩年來(lái)，一些文獻(xiàn)[M.Weisenhorn，W.Hirt，“Robust noncoherentreceiver exploiting UWB channel properties，”Joint UWBST & IWUWBS.2004International Workshop on，May 2004]、[Mi-Kyung Oh，Byunghoo Jung；R.Har jani，Dong-Jo Park，“A new noncoherent UWB impulse radio receiver，”IEEECommunications Letters，F(xiàn)eb.2005]對(duì)基于能量檢測(cè)的非相干接收機(jī)檢測(cè)結(jié)構(gòu)及檢測(cè)性能進(jìn)行了分析。一般來(lái)說(shuō)，基于能量檢測(cè)的非相干接收機(jī)不僅可以避免進(jìn)行精確的信道估計(jì)，而且一般只需要完成粗略的定時(shí)同步，所以非常便于系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。一個(gè)關(guān)于能量檢測(cè)非相干接收機(jī)的相近專利申請(qǐng)為[Walter Hirt，Martin Weisenhorn，“ROBUSTNON-COHERENT RECEIVER FOR PAM-PPM SIGNALS，”patent of World Intellectual PropertyOrganization，International Application NumberPCT/IB2004/003798，International Publication Date11.08.2005.International Publication NumberWO2005/074150 A1]。
從某種意義上說(shuō)，能量檢測(cè)非相干接收機(jī)由于其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，是最能體現(xiàn)沖激無(wú)線電固有內(nèi)涵的接收方式。但是另一方面，這種系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的低復(fù)雜度是以其誤碼性能的下降為代價(jià)的，由于非相干接收機(jī)一般是在整個(gè)脈沖符號(hào)持續(xù)時(shí)間內(nèi)進(jìn)行能量積分，往往會(huì)將那些信號(hào)成分小、噪聲分量大甚至有時(shí)完全是噪聲的部分收集起來(lái)，這也就在一定程度上惡化了系統(tǒng)的誤碼性能。針對(duì)這種情況，一些文獻(xiàn)提出了幾種優(yōu)化方法來(lái)提高非相干接收機(jī)的誤碼性能，如積分區(qū)間的優(yōu)化選擇、多區(qū)積分加權(quán)合并等。
文獻(xiàn)[Zhi Tian，B.M.Sadler，“Weighted energy detection of ultra-widebandsignals，”Signal Processing Advances in Wireless Communications，2005 IEEE 6thWorkshop on，June 2005]中針對(duì)每個(gè)脈沖符號(hào)幀劃分出多個(gè)子積分區(qū)間，并對(duì)各子積分區(qū)間的輸出結(jié)果進(jìn)行加權(quán)及線性合并，可以有效地提高能量檢測(cè)非相干接收機(jī)的檢測(cè)及誤碼性能。該文獻(xiàn)中的加權(quán)接收機(jī)結(jié)構(gòu)如附圖1所示。圖中所采用的是多個(gè)積分器并行積分的基本結(jié)構(gòu)，這實(shí)際上需要較多的硬件資源，可以進(jìn)行改進(jìn)以降低系統(tǒng)的硬件復(fù)雜度。此外由于該文獻(xiàn)中加權(quán)非相干能量檢測(cè)的研究主要針對(duì)UWB開(kāi)關(guān)鍵控(OOKON-OFFKeying)調(diào)制信號(hào)，因而需要考慮判決門(mén)限的最佳化等問(wèn)題，并不容易獲得最佳加權(quán)系數(shù)及其相應(yīng)性能的閉式表達(dá)式，因而沒(méi)有提出具體的加權(quán)系數(shù)組合數(shù)值。且雖然提到了加權(quán)積分的措施，但其加權(quán)波形是根據(jù)預(yù)先信道測(cè)量的功率時(shí)延譜(PDPPower Delay Profile)結(jié)果，并且由保存在內(nèi)部存儲(chǔ)器中的有限種波形數(shù)據(jù)產(chǎn)生，并不能很好地適應(yīng)實(shí)際變化的具體信道環(huán)境。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的一個(gè)目的，是提供對(duì)信道變化自適應(yīng)的加權(quán)非相干超寬帶接收處理方法。本發(fā)明的另一個(gè)目的，是提供一種簡(jiǎn)單靈活、便于硬件實(shí)現(xiàn)的加權(quán)非相干超寬帶接收機(jī)結(jié)構(gòu)方案。本發(fā)明的再一個(gè)目的，是提供適用于加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置的最佳和準(zhǔn)最佳加權(quán)系數(shù)組合。
根據(jù)本發(fā)明針對(duì)超寬帶脈沖位置調(diào)制信號(hào)(UWB-PPM)時(shí)，加權(quán)非相干超寬帶接收處理步驟如下接收信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波后，進(jìn)行平方運(yùn)算；將整個(gè)符號(hào)積分區(qū)間劃分為前后兩個(gè)部分，并且分別劃分為多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；對(duì)每個(gè)子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的隨機(jī)變量的加權(quán)采用加權(quán)模板信號(hào)波形與平方器的輸出波形相乘，加權(quán)模板信號(hào)為ω(t)＝W(t)-W(t-Tf/2)，其中W(t)=Σi=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時(shí)間原點(diǎn)為起點(diǎn)的單位幅度、寬度為τ的矩形脈沖函數(shù)，而ai是第i個(gè)子積分區(qū)間的加權(quán)系數(shù)，ti和TWi分別是該子積分區(qū)間相對(duì)于脈沖符號(hào)幀的起始時(shí)間及積分持續(xù)時(shí)間；進(jìn)行加權(quán)能量積分后，經(jīng)過(guò)采樣根據(jù)數(shù)據(jù)的極性進(jìn)行符號(hào)判決。
根據(jù)本發(fā)明針對(duì)超寬帶脈沖幅度調(diào)制信號(hào)(UWB-PAM/OOK)時(shí)，加權(quán)非相干超寬帶接收處理步驟如下接收信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波后，進(jìn)行平方運(yùn)算；將整個(gè)符號(hào)積分區(qū)間劃分為多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；對(duì)每個(gè)子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的隨機(jī)變量的加權(quán)采用加權(quán)模板信號(hào)波形與平方器的輸出波形相乘，加權(quán)模板信號(hào)為ω(t)＝W(t)，其中W(t)=Σi=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時(shí)間原點(diǎn)為起點(diǎn)的單位幅度、寬度為τ的矩形脈沖函數(shù)，而ai是第i個(gè)子積分區(qū)間的加權(quán)系數(shù)，ti和TWi分別是該子積分區(qū)間相對(duì)于脈沖符號(hào)幀的起始時(shí)間及積分持續(xù)時(shí)間；進(jìn)行加權(quán)能量積分后，經(jīng)過(guò)采樣與門(mén)限比較進(jìn)行符號(hào)判決。
本發(fā)明的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置，其組成包括輸入信號(hào)前置濾波器、平方器、信號(hào)檢測(cè)模塊、參數(shù)估計(jì)模塊、定時(shí)控制/模板信號(hào)產(chǎn)生模塊五個(gè)部件，其中(1)輸入信號(hào)前置濾波器用于濾除接收信號(hào)的帶外噪聲，提高輸入信噪比；(2)平方器對(duì)輸入信號(hào)波形進(jìn)行平方運(yùn)算，消除極性的影響；(3)信號(hào)檢測(cè)模塊對(duì)平方器的輸出結(jié)果進(jìn)行能量積分，并根據(jù)判決準(zhǔn)則進(jìn)行接收符號(hào)的判決；(4)參數(shù)估計(jì)模塊對(duì)與加權(quán)系數(shù)相關(guān)的參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，包括同步階段的初始估值及解調(diào)階段的實(shí)時(shí)遞歸估值；(5)定時(shí)控制/模板信號(hào)產(chǎn)生模塊產(chǎn)生各個(gè)模塊所需要的定時(shí)控制信號(hào)，并產(chǎn)生相應(yīng)的加權(quán)模板信號(hào)；信號(hào)檢測(cè)模塊和參數(shù)估計(jì)模塊是本發(fā)明的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置的兩個(gè)主要分支。
其中信號(hào)檢測(cè)模塊包括一個(gè)加權(quán)模擬乘法器、一個(gè)積分器、一個(gè)采樣器、一個(gè)符號(hào)判決器，而接收符號(hào)判決器可以是門(mén)限比較判決器直接進(jìn)行硬判決，也可以是采用A/D變換器作為采樣器，及采用多比特軟判決器進(jìn)行判決。
參數(shù)估計(jì)模塊包括一個(gè)積分器、一個(gè)高速A/D變換器、一個(gè)參數(shù)估計(jì)數(shù)字處理單元，信號(hào)檢測(cè)模塊的判決結(jié)果輸出同時(shí)反饋連接至參數(shù)估計(jì)模塊。
接收信號(hào)輸入經(jīng)過(guò)前置濾波器濾波后，輸出至平方器進(jìn)行平方運(yùn)算；平方器的結(jié)果同時(shí)輸出至信號(hào)檢測(cè)模塊分支和參數(shù)估計(jì)模塊分支；信號(hào)檢測(cè)模塊對(duì)平方后的信號(hào)進(jìn)行加權(quán)能量積分，并經(jīng)過(guò)采樣后進(jìn)行符號(hào)判決；參數(shù)估計(jì)模塊對(duì)加權(quán)系數(shù)有關(guān)的參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，并把結(jié)果輸出至定時(shí)控制/模板產(chǎn)生模塊以產(chǎn)生相應(yīng)的加權(quán)模板信號(hào)波形。
上述處理方法中子積分區(qū)間的劃分，可以是積分時(shí)間完全相等，且完全相互銜接的多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；或是積分時(shí)間完全相等但不完全相互銜接的多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；或者是積分時(shí)間不完全相等但完全相互銜接的多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；或者是積分時(shí)間不完全相等也不完全相互銜接的多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間。
本發(fā)明的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置的加權(quán)系數(shù)組合，是各子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的加權(quán)系數(shù)采用相應(yīng)子積分區(qū)間的信號(hào)能量估計(jì)值，或者乘以一個(gè)對(duì)所有加權(quán)系數(shù)都相同的常數(shù)因子。加權(quán)系數(shù)組合的另一種方法，是各子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的加權(quán)系數(shù)采用相應(yīng)子積分區(qū)間的信號(hào)能量估計(jì)值的開(kāi)平方根，或者乘以一個(gè)對(duì)所有加權(quán)系數(shù)都相同的常數(shù)因子。
本發(fā)明的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置的加權(quán)系數(shù)組合是各子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的最佳加權(quán)系數(shù)矢量為aopt=aTΣaaThΣ-1h=βΣ-1h,]]>其中，β＝(aT∑a)/(aTh)是一個(gè)對(duì)aopt的所有矢量元素aopt，i都相同的待定系數(shù)，Σ＝2MC2T+2CH，是一個(gè)正定對(duì)角矩陣。
本發(fā)明有益效果提供了一套簡(jiǎn)單靈活、便于硬件實(shí)現(xiàn)的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置解決方案。針對(duì)超寬帶信號(hào)，該方案可以有效地提高基于能量檢測(cè)的非相干接收電路裝置的接收檢測(cè)誤碼性能，進(jìn)而降低對(duì)超寬帶信號(hào)輻射功率的要求。其次，該方案改進(jìn)了現(xiàn)有技術(shù)中關(guān)于加權(quán)非相干接收機(jī)的并行處理結(jié)構(gòu)，只采用一個(gè)積分器和加權(quán)乘法器即完成了相應(yīng)的加權(quán)非相干檢測(cè)工作，并且加權(quán)系數(shù)及子積分區(qū)間寬度可以靈活設(shè)置而無(wú)須調(diào)整系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，有效地降低了超寬帶信號(hào)接收檢測(cè)的硬件系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。此外，本發(fā)明提供了兩組簡(jiǎn)單易行的適用于加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置的準(zhǔn)最佳加權(quán)系數(shù)組合，這兩組加權(quán)系數(shù)不僅易于計(jì)算，而且其性能與最佳加權(quán)系數(shù)接近。
下面結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明做出詳細(xì)描述。
圖1是文獻(xiàn)中的加權(quán)非相干超寬帶接收機(jī)功能原理框圖；圖2是本發(fā)明的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置的結(jié)構(gòu)方案圖；圖3是一個(gè)典型的UWB-PPM多徑接收信號(hào)波形；圖4是UWB-PPM信號(hào)在信道實(shí)現(xiàn)CM1-52下，不同子積分區(qū)間寬度對(duì)加權(quán)非相干接收電路裝置的誤碼性能影響，其中Ti表示子積分區(qū)間的寬度。
具體實(shí)施方式一個(gè)典型的經(jīng)過(guò)脈沖位置調(diào)制的超寬帶多徑接收信號(hào)(UWB-BPPM)如附圖3所示，接收機(jī)檢測(cè)的主要工作是判斷該信號(hào)出現(xiàn)在前半符號(hào)周期還是后半符號(hào)周期。
假定已經(jīng)獲得粗略的定時(shí)同步，可以把一個(gè)脈沖符號(hào)幀的前后各半周期劃分出K個(gè)相互不重疊的子積分區(qū)間，它們之間可以相互銜接也可以有一定間隔，但前后半周期的劃分是一致的。當(dāng)不考慮加權(quán)系數(shù)時(shí)，相應(yīng)的前后積分周期能量積分器輸出的兩組隨機(jī)變量可以表示為，Z0,i=∫titi+TWiy2(t)dtZ1,i=∫Tf/2+tiTf/2+ti+TWiy2(t)dt,i=1,2,...,K---(1)]]>其中ti是第i個(gè)子積分區(qū)間的起始時(shí)刻，而TWi是相應(yīng)的積分時(shí)間寬度。
把每個(gè)子積分區(qū)間的輸出乘上一個(gè)加權(quán)系數(shù)ai并進(jìn)行線性合并，則加權(quán)非相干接收機(jī)的判決統(tǒng)計(jì)量變?yōu)閆=Z0-Z1=Σi=1Kai(Z0,i-Z1,i)---(2)]]>為簡(jiǎn)化分析，只考慮前置濾波器為理想低通濾波器的情形，并假定濾波器的單邊通帶帶寬W相對(duì)于UWB窄脈沖信號(hào)的單邊帶寬B(-10dB帶寬)足夠大，這樣可以認(rèn)為信號(hào)分量在經(jīng)過(guò)該濾波器之后基本不變，即可以把平方器的輸入近似寫(xiě)為y(t)≈s(t)+n(t)，而噪聲功率為σ2＝N0W。
定義ES,i=∫titi+TWis2(t)dt,]]>或ES,i=∫Tf/2+tiTf/2+ti+TWis2(t)dt]]>為信號(hào)分量s(t)在第i個(gè)子積分區(qū)間中的能量，而總的能量積分之和為ES=Σi=1KES,i.]]>不失一般性，假設(shè)所有的子積分區(qū)間覆蓋整個(gè)脈沖符號(hào)幀積分區(qū)間，即有Tf/2=Σi=1KTWi,]]>這樣ES則等于輸入接收信號(hào)分量的能量。
當(dāng)假設(shè)H0為真，也即發(fā)送符號(hào)為‘0’時(shí)，每個(gè)子積分區(qū)間在前后半個(gè)符號(hào)幀中的輸出隨機(jī)變量可以分別表示為Z0,i|H0≅12WΣj=12WTWi(sj+nj)2Z1,i|H0≅12WΣj=12WTWi(nj)2---(3)]]>其中，sj和nj分別是接收信號(hào)波形經(jīng)過(guò)低通濾波器后的信號(hào)分量s(t)和噪聲分量n(t)在Nyquist采樣率下的虛擬等效采樣點(diǎn)值。上述的兩組輸出隨機(jī)變量分別是服從2WTWi個(gè)自由度的非中心x2分布和中心x2分布，因此其均值和方差可以分別表示為μ0,i=12WΣj=12WTWi(σ2+sj2)=N0WTWi+ES,iσ0,i2=1(2W)2Σj=12WTWi(2σ4+4σ2sj2)=N02WTWi+2N0ES,i---(4)]]>
μ1,i=12WΣj=12WTWiσ2=N0WTWiσ1,i2=1(2W)2Σj=12WTWi2σ4=N02WTWi---(5)]]>定義每個(gè)子積分區(qū)間在前后半個(gè)符號(hào)幀的輸出隨機(jī)變量的差為新的隨機(jī)變量 由于上述兩個(gè)隨機(jī)變量是相互統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的，因此新得到的隨機(jī)變量
的均值和方差分別為μi＝μ0，i-μ1，i＝ES，i和σi2=σ0,i2+σ1,i2=2N02WTWi+2N0ES,i.]]>當(dāng)對(duì)每個(gè)子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的隨機(jī)變量進(jìn)行加權(quán)的時(shí)候，得到的統(tǒng)計(jì)檢測(cè)量可以表示為 考慮到表達(dá)式的簡(jiǎn)化，進(jìn)一步定義加權(quán)系數(shù)矢量為a=Δ{a1,a2,...,aK}T.]]>此外，定義各子積分區(qū)間的歸一化能量差值為Ei＝ES，i/ES，以及相對(duì)于半個(gè)符號(hào)幀周期進(jìn)行歸一化的積分區(qū)間寬度為T(mén)i＝2TWi/Tf，這樣我們可以有相應(yīng)的矢量和矩陣表式h=Δ{E1,E2,...,EK}T,]]>H=Δdiag{h},]]>以及t=Δ{T1,T2,...TK}T,]]>T=Δdiag{t}.]]>當(dāng)子積分區(qū)間的數(shù)目K足夠大時(shí)，根據(jù)中心極限定理，
近似地服從高斯分布，即 并且有μz=Σi=1Kaiμi=ES(aTh)σz2=Σi=1Kai2σi2=N02WTf(aTTa)+2N0ES(aTHa)---(6)]]>由于假設(shè)發(fā)送符號(hào)‘0’和‘1’具有等概性，因此上述加權(quán)非相干接收機(jī)的誤碼性能可以表示為Pe=Q(μzσz)=Q(ES(aTh)N02WTf(aTTa)+2N0ES(aTHa))]]>=Q(aThaT[2MC2T+2CH]a)=Q(aThaTΣa)---(7)]]>其中，2M＝WTf等于接收信號(hào)波形的時(shí)間-頻率乘積因子的一半，C＝N0/ES是輸入信噪比的倒數(shù)；定義矩陣∑＝2MC2T+2CH，很顯然這是一個(gè)正定對(duì)角矩陣。
值得注意的是，從式(7)可以看出，加權(quán)矢量a乘上一個(gè)任意的常數(shù)將不會(huì)影響誤碼性能的結(jié)果。
此外，如果各子積分區(qū)間的時(shí)間寬度相等并且有TWi＝TW＝Tf/2K，則有∑＝(2M/K)C2I+2CH，其中I為單位矩陣。
由于加權(quán)非相干接收機(jī)誤碼性能Pe～Q(·)是一個(gè)單調(diào)下降的函數(shù)，因此可以定義代價(jià)函數(shù)為
J(a)=aThaTΣa---(8)]]>而相應(yīng)的最佳加權(quán)系數(shù)可以公式化為aopt=argmaxaJ(a)---(9)]]>令J(a)/a＝0，并且利用矩陣求導(dǎo)恒等式，最后可以獲得最佳加權(quán)系數(shù)矢量aopt=aTΣaaThΣ-1h=βΣ-1h---(10)]]>其中，β＝(aT∑a)/(aTh)是一個(gè)對(duì)aopt的所有矢量元素aopt，i都相同的待定系數(shù)，但由于如上所述并不會(huì)對(duì)誤碼性能產(chǎn)生影響，可以取為任意的常數(shù)值。
最后，在最佳加權(quán)系數(shù)矢量下的加權(quán)非相干接收機(jī)的誤碼性能為Pe,opt=Q(a*Tha*TΣa*)Q(hTΣ-1h)---(11)]]>盡管我們獲得了加權(quán)非相干接收機(jī)的最佳加權(quán)系數(shù)aopt，但由于該最佳系數(shù)與信噪比Eb/No有關(guān)，在實(shí)際應(yīng)用中需要同時(shí)進(jìn)行信號(hào)能量和噪聲功率的估計(jì)來(lái)計(jì)算該系數(shù)值，這不僅會(huì)因?yàn)楣乐稻榷鴰?lái)加權(quán)系數(shù)的誤差，而且需要根據(jù)信噪比的變化而進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。
因此在實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計(jì)中通常考慮采用一些較為簡(jiǎn)單的加權(quán)系數(shù)組合，其中兩個(gè)加權(quán)系數(shù)組合為a1=h=Δ{E1,E2,...,EK}Ta2=h1/2=Δ{E11/2,E21/2,...,EK1/2}T---(12)]]>這兩組加權(quán)系數(shù)可以通過(guò)對(duì)各子積分區(qū)間的能量進(jìn)行估計(jì)來(lái)獲得，并避免了噪聲功率的估計(jì)，可以簡(jiǎn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)。
針對(duì)IEEE 802.15.3a定義的信道實(shí)現(xiàn)CM1-52選擇子積分區(qū)間寬度分別為1ns和10ns進(jìn)行分析，結(jié)果如附圖4所示。從圖中可以看出，在誤碼率為Pe＝1×10-5下，采用兩種子積分區(qū)間的加權(quán)非相干接收機(jī)的性能至少要比普通非相干接收機(jī)好3.8dB，而且兩組準(zhǔn)最佳加權(quán)系數(shù)的誤碼性能與最佳加權(quán)系數(shù)的很靠近，尤其是子積分區(qū)間為10ns的情形。
針對(duì)上述UWB-PPM接收信號(hào)的加權(quán)非相干接收電路裝置方案如附圖2所示，該接收電路裝置主要包括兩條分支，即信號(hào)檢測(cè)模塊分支和參數(shù)估計(jì)模塊分支，此外還包括前置濾波器101、平方器102和定時(shí)控制/模板信號(hào)產(chǎn)生模塊301等輔助處理模塊。
前置濾波器101的設(shè)置主要是為了提高輸入信噪比，考慮到系統(tǒng)模型中信號(hào)設(shè)置為1ns的高斯脈沖，可以考慮將該前置濾波器的單邊通帶帶寬設(shè)為1.0~1.5GHz。這樣接收信號(hào)中的各多徑分量混疊失真的效果仍不是特別顯著，而噪聲功率可以大幅減小。
平方器102的主要作用是將含有雙極性多徑分量的接收信號(hào)波形變換為單極性的信號(hào)波形。平方器102的輸出經(jīng)過(guò)功率分配后分別送至信號(hào)檢測(cè)模塊分支和參數(shù)估計(jì)模塊分支進(jìn)行相應(yīng)的處理。
信號(hào)檢測(cè)模塊包括模擬乘法器201、積分器202、采樣器203及判決電路204。信號(hào)檢測(cè)模塊的設(shè)計(jì)中，考慮到上述子積分區(qū)間的不重疊性，只需采用相應(yīng)的差分模板信號(hào)為ω(t)＝W(t)-W(t-Tf/2)，其中定義加權(quán)參考波形函數(shù)為W(t)=Σi=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>而Rect(t，τ)仍為單位幅度的矩形脈沖波形函數(shù)。這樣該信號(hào)檢測(cè)模塊包含的一個(gè)模擬乘法器201，與由定時(shí)控制/模板產(chǎn)生模塊301根據(jù)相應(yīng)的加權(quán)系數(shù)產(chǎn)生時(shí)域波形本地模板信號(hào)ω(t)進(jìn)行相乘，就簡(jiǎn)單地完成了加權(quán)運(yùn)算功能，從而得到了非常簡(jiǎn)單靈活的加權(quán)非相干接收電路裝置結(jié)構(gòu)。
信號(hào)檢測(cè)模塊因此只需要一個(gè)積分器202，判決檢測(cè)量在每一個(gè)脈沖符號(hào)幀結(jié)束時(shí)才采樣一次，而且積分器202的清洗也只需要該采樣結(jié)束后才進(jìn)行一次。判決檢測(cè)量最后進(jìn)入判決器204，根據(jù)采樣結(jié)果的正負(fù)輸出相應(yīng)的解碼符號(hào)。判決器204可以直接進(jìn)行硬判決，也可以根據(jù)多位量化的結(jié)果進(jìn)行軟判決參數(shù)估計(jì)模塊需要對(duì)各子積分區(qū)間的信號(hào)能量以及噪聲功率進(jìn)行估計(jì)，包括一個(gè)積分器401、一個(gè)A/D量化器402、以及一個(gè)參數(shù)估計(jì)數(shù)字處理單元403。
積分器401獲取與信號(hào)檢測(cè)模塊相同的經(jīng)過(guò)平方器102后的輸入波形，針對(duì)各子積分區(qū)間進(jìn)行積分?？紤]到硬件實(shí)現(xiàn)的難易程度，設(shè)置子積分區(qū)間寬度為10ns，并且各子積分區(qū)間相互銜接。這樣所需要的A/D量化采樣率為100MHz，很容易采用成熟的商用器件進(jìn)行設(shè)計(jì)。
A/D量化器402在每個(gè)子積分區(qū)間的結(jié)束處進(jìn)行采樣量化，具體來(lái)說(shuō)，采樣時(shí)刻點(diǎn)為tsi＝ti+TWi及tsi＝ti+TWi+Tf/2，共2K個(gè)數(shù)值點(diǎn)。A/D量化后的所有數(shù)值輸入到參數(shù)估計(jì)處理單元403，根據(jù)前述的估計(jì)算法進(jìn)行相應(yīng)的估值。此外，信號(hào)檢測(cè)支路中判決器204的結(jié)果反饋至該處理單元403，以協(xié)助子積分區(qū)間能量及噪聲功率的實(shí)時(shí)估計(jì)。參數(shù)估值的結(jié)果進(jìn)一步用于產(chǎn)生加權(quán)系數(shù)的組合，最后則輸出至定時(shí)控制/模板產(chǎn)生模塊301并產(chǎn)生相應(yīng)的本地模板信號(hào)。
定時(shí)控制/模板信號(hào)產(chǎn)生模塊301一方面產(chǎn)生各種所需的定時(shí)信號(hào)，包括積分器202和積分器401的清洗信號(hào)，采樣器203及A/D量化器402的采樣脈沖信號(hào)，參數(shù)估計(jì)單元403定時(shí)控制信號(hào)，以及判決器204定時(shí)控制信號(hào)，另一方面，也接收參數(shù)估計(jì)單位403的估值輸出結(jié)果，產(chǎn)生10ns寬度分割并具有加權(quán)系數(shù)值幅度的本地模板信號(hào)，通過(guò)相應(yīng)的乘法器201對(duì)輸入信號(hào)波形進(jìn)行加權(quán)。
在針對(duì)超寬帶脈沖幅度調(diào)制信號(hào)(UWB-PAM/OOK)時(shí)，具體實(shí)施方式
與前述UWB-BPPM的實(shí)施方式只存在以下不同點(diǎn)(1)整個(gè)符號(hào)積分區(qū)間劃分為相互銜接的多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間，這些子積分區(qū)間的積分時(shí)間完全相等；(2)信號(hào)檢測(cè)模塊的加權(quán)方案為采用加權(quán)模板信號(hào)波形與平方器的輸出波形進(jìn)行相乘來(lái)實(shí)現(xiàn)，加權(quán)模板信號(hào)為ω(t)＝W(t)，其中W(t)=Σi=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時(shí)間原點(diǎn)為起點(diǎn)的單位幅度、寬度為τ的矩形脈沖函數(shù)；(3)參數(shù)估計(jì)模塊只采用一個(gè)積分器進(jìn)行各子積分區(qū)間的能量積分，在每個(gè)子積分區(qū)間的結(jié)束時(shí)刻進(jìn)行積分結(jié)果采樣量化，并只在每個(gè)符號(hào)幀的結(jié)束時(shí)刻進(jìn)行一次積分清洗。
雖然僅僅是參考特定的具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了圖示和說(shuō)明，但是任何熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明所揭示的技術(shù)范圍內(nèi)，可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行的形式和細(xì)節(jié)上的任何修改，都應(yīng)該包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其步驟如下接收信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波后，進(jìn)行平方運(yùn)算；將整個(gè)符號(hào)積分區(qū)間劃分為前后兩個(gè)部分，并且分別劃分為多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；對(duì)每個(gè)子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的隨機(jī)變量的加權(quán)采用加權(quán)模板信號(hào)波形與平方器的輸出波形相乘，加權(quán)模板信號(hào)為ω(t)＝W(t)-W(t-Tf/2)，其中W(t)=Σi=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時(shí)間原點(diǎn)為起點(diǎn)的單位幅度、寬度為τ的矩形脈沖函數(shù)，而ai是第i個(gè)子積分區(qū)間的加權(quán)系數(shù)，ti和TWi分別是該子積分區(qū)間相對(duì)于脈沖符號(hào)幀的起始時(shí)間及積分持續(xù)時(shí)間；進(jìn)行加權(quán)能量積分后，經(jīng)過(guò)采樣根據(jù)數(shù)據(jù)的極性進(jìn)行符號(hào)判決。
2.如權(quán)利要求
1所述的加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其特征在于多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間為相互銜接。
3.如權(quán)利要求
1或2所述的加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其特征在于多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間的積分時(shí)間完全相等。
4.一種加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其步驟如下接收信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波后，進(jìn)行平方運(yùn)算；將整個(gè)符號(hào)積分區(qū)間劃分為多個(gè)互不重疊子積分區(qū)間；對(duì)每個(gè)子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的隨機(jī)變量的加權(quán)采用加權(quán)模板信號(hào)波形與平方器的輸出波形相乘，加權(quán)模板信號(hào)為ω(t)＝W(t)，其中W(t)=Σi=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時(shí)間原點(diǎn)為起點(diǎn)的單位幅度、寬度為τ的矩形脈沖函數(shù)，而ai是第i個(gè)子積分區(qū)間的加權(quán)系數(shù)，ti和TWi分別是該子積分區(qū)間相對(duì)于脈沖符號(hào)幀的起始時(shí)間及積分持續(xù)時(shí)間；進(jìn)行加權(quán)能量積分后，經(jīng)過(guò)采樣與門(mén)限比較進(jìn)行符號(hào)判決。
5.如權(quán)利要求
1或4所述的加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其特征在于上述加權(quán)系數(shù)組合是各子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的加權(quán)系數(shù)為相應(yīng)子積分區(qū)間的信號(hào)能量估計(jì)值或/乘以一個(gè)對(duì)所有加權(quán)系數(shù)都相同的常數(shù)因子。
6.如權(quán)利要求
1或4所述的加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其特征在于上述加權(quán)系數(shù)組合是各子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的加權(quán)系數(shù)采用相應(yīng)子積分區(qū)間的信號(hào)能量估計(jì)值的開(kāi)平方根或/乘以一個(gè)對(duì)所有加權(quán)系數(shù)都相同的常數(shù)因子。
7.如權(quán)利要求
1所述的加權(quán)非相干超寬帶接收方法，其特征在于上述加權(quán)系數(shù)組合是各子積分區(qū)間對(duì)應(yīng)的最佳加權(quán)系數(shù)矢量為aopt=aTΣaaThΣ-1h=βΣ-1h,]]>其中，β＝(aT∑a)/(aTh)是一個(gè)對(duì)aopt的所有矢量元素aopt，i都相同的常數(shù)因子，h是各子積分區(qū)間內(nèi)信號(hào)的歸一化能量矢量，∑＝2MC2T+2CH，是一個(gè)正定對(duì)角矩陣，而2M＝WTf等于接收信號(hào)波形的時(shí)間-頻率乘積因子的一半，C＝N0/ES是輸入信噪比的倒數(shù)，T是相對(duì)于半個(gè)符號(hào)幀周期進(jìn)行歸一化的積分區(qū)間寬度對(duì)角化矩陣，H是h相應(yīng)的對(duì)角化矩陣；
8.一種加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置，包括輸入信號(hào)前置濾波器、平方器、信號(hào)檢測(cè)模塊、參數(shù)估計(jì)模塊、定時(shí)控制/模板信號(hào)產(chǎn)生模塊，其中輸入信號(hào)前置濾波器用于濾除接收信號(hào)的帶外噪聲，提高輸入信噪比；平方器對(duì)輸入信號(hào)波形進(jìn)行平方運(yùn)算，消除極性的影響；信號(hào)檢測(cè)模塊對(duì)平方器的輸出結(jié)果進(jìn)行能量積分，并根據(jù)判決準(zhǔn)則進(jìn)行接收符號(hào)的判決；參數(shù)估計(jì)模塊對(duì)與加權(quán)系數(shù)相關(guān)的參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，包括同步階段的初始估值及解調(diào)階段的實(shí)時(shí)遞歸估值；定時(shí)控制/模板信號(hào)產(chǎn)生模塊產(chǎn)生各個(gè)模塊所需要的定時(shí)控制信號(hào)，并產(chǎn)生相應(yīng)的加權(quán)模板信號(hào)；接收信號(hào)輸入經(jīng)過(guò)前置濾波器濾波后，輸出至平方器進(jìn)行平方運(yùn)算；平方器的結(jié)果同時(shí)輸出至信號(hào)檢測(cè)模塊和參數(shù)估計(jì)模塊；參數(shù)估計(jì)模塊對(duì)加權(quán)系數(shù)有關(guān)的參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，并把結(jié)果輸出至定時(shí)控制/模板產(chǎn)生模塊以產(chǎn)生相應(yīng)的加權(quán)模板信號(hào)波形，信號(hào)檢測(cè)模塊對(duì)平方后的信號(hào)進(jìn)行加權(quán)能量積分，并經(jīng)過(guò)采樣后進(jìn)行符號(hào)判決，信號(hào)檢測(cè)模塊的判決結(jié)果輸出同時(shí)反饋連接至參數(shù)估計(jì)模塊。
9.如權(quán)利要求
8所述的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置，其特征在于其中信號(hào)檢測(cè)模塊包括一個(gè)加權(quán)模擬乘法器、一個(gè)積分器、一個(gè)采樣器、一個(gè)符號(hào)判決器。
10.如權(quán)利要求
8或9所述的加權(quán)非相干超寬帶接收電路裝置，其特征在于參數(shù)估計(jì)模塊包括一個(gè)積分器、一個(gè)高速A/D變換器、一個(gè)參數(shù)估計(jì)數(shù)字處理單元。
專利摘要
本發(fā)明提供一種利用超寬帶多徑接收信號(hào)的子積分區(qū)間能量進(jìn)行加權(quán)合并的非相干接收方法及裝置，該方法采用了加權(quán)模板信號(hào)技術(shù)，只使用了一個(gè)積分器和加權(quán)乘法器即完成了相應(yīng)的加權(quán)非相干檢測(cè)工作，并且加權(quán)系數(shù)及子積分區(qū)間寬度可以靈活設(shè)置而無(wú)須調(diào)整系統(tǒng)結(jié)構(gòu)；同時(shí)也給出了與加權(quán)系數(shù)有關(guān)的參數(shù)估計(jì)模塊實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)同樣只采用了一個(gè)積分器進(jìn)行處理。此外，本發(fā)明提出了最佳加權(quán)系數(shù)組合的表達(dá)式，也提供了兩組簡(jiǎn)單并且易于實(shí)現(xiàn)的準(zhǔn)最佳加權(quán)系數(shù)組合。因此，本發(fā)明在提高超寬帶信號(hào)檢測(cè)非相干接收機(jī)誤碼性能的同時(shí)也有效地降低了硬件系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。
文檔編號(hào)H04B1/69GK1992539SQ200510136311
公開(kāi)日2007年7月4日 申請(qǐng)日期2005年12月31日
發(fā)明者吳建軍, 董明科, 項(xiàng)海格, 梁慶林 申請(qǐng)人:北京大學(xué)導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan