專利名稱：正交相位響應載波恢復的方法和裝置的制作方法
本申請是美國專利申請?zhí)枮?7/618，744，名稱為“用于發(fā)送、接收和通信帶有數(shù)字數(shù)據(jù)信號的節(jié)目數(shù)據(jù)信號的方法和裝置”的部分繼續(xù)申請，原申請是1990年11月27日以L.Rovira等人的名義提交的，受讓給共同的受讓人。因此，Rovira等人的申請信息援引在這里，以資參考。
一般來講，本發(fā)明涉及一種正交局部響應通信系統(tǒng)，更為具體地講，是涉及一種具有增加解調(diào)效率的正交部分響應解調(diào)器。用于通過傳輸鏈路傳送數(shù)字數(shù)據(jù)，在現(xiàn)有技術(shù)中正交部分響應通信系統(tǒng)是公知的。QPR通信系統(tǒng)一般包含一個QPR調(diào)制器，它將數(shù)字信息調(diào)制為一種能將其通過傳輸鏈路傳送到QPR解調(diào)器的形式，在解調(diào)器上該數(shù)字信息被恢復。
稱之為正交部分響應(QPR)的調(diào)制過程是一種多種技術(shù)的組合。部分響應涉及到這樣的通信方法，在該方法中預定數(shù)量的一個符號影響到下一個符號。用于傳送二進制數(shù)的一種特定的部分響應通信方法是形成三電平的雙二進制(相對于零基準的正的和負的電平)。這種方案是可靠的并以低的帶寬提供高的比特傳輸速率。在載波上雙二進制信號的調(diào)制相位可以與另外的相類似的已調(diào)雙二進制信號以正交分量(90°相移)相組合。這種正交調(diào)制在保持了雙二進制的有效帶寬的同時，使比特速率加倍。
多種優(yōu)秀的雙二是制方案之一是具有以下關(guān)系yk＝xk+xk-1其中yk是在時間k的一個符號的編碼值，它是由在時間k所取的當前符號值xk加上前面一個符號周期的符號值xk-1來形成的。如果輸入數(shù)據(jù)流是具有碼元(-1、1)的二進制，那么輸出數(shù)據(jù)流是具有碼元(2、0、-2)的三進制。因此，如果yk通過該通信系統(tǒng)被編碼符號傳送，則xk＝y(tǒng)k-xk-1其中xk是解碼符號值，和yk-xk-1的差值是當前的編碼減去前次的編碼值。
從上面對于二進制的解碼算法可以看出，解碼器是相關(guān)的，即該方法中對所傳送的比特值yk進行解碼，要求知道前一個比特xk-1。雖然這種方法提供了許多好處，但是相關(guān)性可能產(chǎn)生從一個比特到下一個比特的傳送差錯。從一個比特到下一個比特的傳送差錯的概率是 1/2 ，并且多條復用信道的傳送差錯的概率涉及一條單獨的信道中各比特之間的空間間隔。通過復用甚至于在一起的較小數(shù)目的信道中，在任何一個信道中的傳送差錯的概率可能變得十分小，例如，在六個信道中，其概率變?yōu)?/26。但是，當QPR調(diào)制發(fā)生時，信道去復用I和Q兩個相位的情況，而對于偶數(shù)信道去除原始復用的許多差錯。在一般的六信道QPR通信系統(tǒng)中，一半信道被去復用為一種相位而另一半去復用為QPR信號的另一種相位。這就使傳送差錯的概率增加為1/23。因此，提供一種具有復用的QPR通信系統(tǒng)將是極為顯著的優(yōu)點，這種系統(tǒng)在提供QPR調(diào)制的各種優(yōu)越性的同時，還為減小傳送差錯概率保持最雙信道比特間隔的長處。
用于解調(diào)QPR調(diào)制信息的優(yōu)選的技術(shù)是精確的反饋電路。在精確的反饋解調(diào)方案中，一個調(diào)幅的部分響應信號輸入一個混合器中，并且被與已調(diào)數(shù)據(jù)載波相關(guān)的一個載波相乘。而后，該信號被分路為I和Q兩個信道，在上述信道中，精確的反饋電路可以用于解調(diào)含在其中的數(shù)據(jù)。許多這種精確反饋解調(diào)器過于復雜，并且沒有十分昂貴的費用也不能提供精密的解碼。人們所需要的是一種用于正交部分響應信號的精密反饋解調(diào)器，它是簡單而不昂貴的，但是它能夠精確的執(zhí)行QPR信號上的信息的解調(diào)和解碼。
正交部分響應信號的相關(guān)解調(diào)載波可以通過多種不同電路來恢復或提取，但是對于產(chǎn)生這種載波的更為理想的方法之一是科斯塔斯環(huán)路。這種科斯塔斯(Costas)環(huán)路的實現(xiàn)是有問題的，因為它需要利用昂貴的乘法器，該乘法器還要求通過該環(huán)進行精密的增益控制。這些要求使電路與假如是以鎖相環(huán)解調(diào)載波恢復QPR信號的載波相比較變得更為復雜了。人們需要一種用于QPR信號精密以饋解調(diào)器的載波提取電路，它是簡單的和不昂貴的，但是能精密的執(zhí)行與QPR載波相關(guān)的解調(diào)載波提取。
本發(fā)明提供一種QPR解調(diào)器的載波恢復電路。該載波恢復電路產(chǎn)生一個同頻同相與正交相位的解調(diào)載波。這一載波是與輸入QPR調(diào)制信號相位相關(guān)的。該解調(diào)載波是由一個壓控振蕩器產(chǎn)生的，該振蕩器具有一個對于解調(diào)QPR信號所必須的代表解調(diào)載波的相位調(diào)整的控制輸入電壓?？刂齐妷菏菍PR調(diào)制信號與解調(diào)載波之間的四個相位關(guān)系中的一個饋入差分積分器產(chǎn)生的。
輸入到差分積分器的是對QPR信號的每個解調(diào)通路的比特值的邏輯組合。該邏輯組合是由相位選擇電路來實現(xiàn)的。在優(yōu)選的實施例中相位選擇電路包含一個第一模擬開關(guān)，該開關(guān)以解調(diào)信號的解碼值和QPR信號的一個相位的反相值作為具輸入信號;該電路還包括第二模擬開關(guān)，該開關(guān)以解調(diào)信號的解碼值和QPR信號的另外一個相位的反相值作為其輸入信號。第一和第二開關(guān)的輸出由限幅器的邏輯值進行交叉控制，該限幅器用于QPR信號的相反相位。這些開關(guān)的輸出而后在積分器中取差分值，產(chǎn)生控制信號去控制解調(diào)載波的相位。用這種方法，各比特值選擇不同的象限或相位，從而按照改進的科斯塔斯(Costas)進行簡單的QPRK載波相位跟蹤。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種改進的QPR解調(diào)器。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種改進的包含有用于控制解調(diào)器載波相位裝置的QPR解調(diào)器。
本發(fā)明還有一個目的是提供一種改進的包含有用于控制解調(diào)器載波相位裝置的QPR解調(diào)器，其中解調(diào)器載波的相位是基于已解調(diào)信息比特的值和符號來控制的。
如果結(jié)合說明書附圖閱讀了下面的詳細描述，本發(fā)明的這些和那些特點、目的以及各個方面就會更為清楚地理解并得到全面的說明。各個附圖為

圖1是按照本發(fā)明構(gòu)成的數(shù)字聲頻通信系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖;
圖2是在圖1中所說明的接收機和聲頻電纜調(diào)制器的詳細功能圖;
圖3是對于一個相位的QPR信號的部分響應編碼比特流的實際表示;
圖4是在QPR格式中編碼之前的數(shù)字聲頻信道去復用的比特流的實際表示;
圖5是在一個載波上的9-QPR調(diào)制的相位圖;
圖6是標準的CATV頻譜的實際表示，該頻譜被分為每個帶寬為6MHz的多個信道;
圖7是如圖6所示系統(tǒng)中單個6MHz頻帶(信道A)的實際表示，其中含有兩個3MHz數(shù)字聲頻信道;
圖8是如圖1所示的詳細的調(diào)諧器的框圖;
圖9是如圖8所說明的應用特殊的集成電路的詳細功能框圖;
圖10是如圖8所示的解調(diào)器的詳細功能性示意圖;
圖11是如圖10所示的I和Q解調(diào)器的詳細功能性示意圖;
圖12和圖13是說明在如圖11所示的解調(diào)器的當前組合方法中，用于I和Q相位的解調(diào)方法的波形的實際表示;
圖14是如圖10所示的改進的科斯塔斯(Costas)環(huán)路載波恢復電路的詳細電路示意圖;
圖15是解碼解調(diào)的相位圖。
參照圖1，將用于說明本發(fā)明的數(shù)字聲頻通信系統(tǒng)的整體框圖以8來標示。系統(tǒng)8所說明的是通過電纜系統(tǒng)提供數(shù)字聲頻節(jié)目的通信。光盤機10-1到10-n為系統(tǒng)提供多種數(shù)字聲音信號。這些光盤機(CDplayers)可以是所謂“投幣式唱機”(jukebox)型的，其中可以存多達60個或更多個光盤，并由該光盤機選取。
來自光盤機10-1到10-n的數(shù)字聲音信號輸入到編碼器20-1到20-n編碼器將數(shù)據(jù)編碼為專用的數(shù)字格式?？刂破骱鸵魳窋?shù)據(jù)庫30-1到30-k控制光盤機20-1到20-n的輸出，和對這些光盤機中各個光盤的任何一個的選擇，并在這些光盤的一一相應的軌跡中提供包括數(shù)據(jù)節(jié)目的數(shù)據(jù)庫。最好是，這些節(jié)目數(shù)據(jù)包括對于含有光盤中的每一首歌的名稱、軌跡、藝術(shù)家、出版者、作曲者、歌曲識別以及放音時間，等等信息塊。
由光盤機10-1到10-n輸入的多個數(shù)字聲音信號利用由控制器和音樂數(shù)據(jù)庫30-1到30-k提供的相應的節(jié)目數(shù)據(jù)信號在編碼器20-1到20-n中組合。來自編碼器20-1到20-n的組合信號而后被輸入復用器40，復用器將這些信號組合為一個串行的數(shù)字數(shù)據(jù)碼流。系統(tǒng)的這種方式在復用的數(shù)據(jù)流中提供30個數(shù)字聲音信道。
一些附加信號可以與數(shù)字聲音和節(jié)目信息信號相組合。用戶控制器45含有那些可以接收數(shù)字聲音數(shù)據(jù)的各個用戶的信息。這個存在用戶控制器45中的用戶信息是與數(shù)字聲音和在復用的40中的節(jié)目數(shù)據(jù)信號相復用的，產(chǎn)生一個含有數(shù)字聲音、節(jié)目信息和國內(nèi)用戶信息的串行數(shù)字數(shù)據(jù)流。
更為具體地講，從光盤機10-1到10-n的輸出被輸入到復用器40并被處理為一個特殊格式化的串行數(shù)據(jù)流。最好是，從16個光盤機10-1到10-16的輸出被輸入到復用器40，在復用器中這些信號被組合和以兩個信道輸出到一對速率同步器。而后，速率同步后的信號輸入到一復用器和信號壓縮器。該復用器和信號壓縮器最好利用在美國專利4922537中所描述的數(shù)據(jù)壓縮格式，援引在這里以資參考。復用器和數(shù)據(jù)壓縮器受來自主控制器30-1的輸入信號的控制，它還輸入相應于該數(shù)字聲音信號的節(jié)目數(shù)據(jù)信號。該數(shù)字聲音信號被壓縮，節(jié)目數(shù)據(jù)信號與之復用，而后該混合信號輸入到一個幀同步檢測器和輸出格式化器。輸出格式化器還可以包括利用例如，數(shù)據(jù)加密標準(DES)或利用其他類似的在現(xiàn)有技術(shù)中公知的加密技術(shù)對混合后和壓縮后信號進行加密的電路。該信號可以包括利用例如，說明編碼或BCH編碼(BoseChandhuilHocqueghen)或其他公知糾錯/編碼方法糾錯編碼。
聲音信號被以每秒44.1K/S(每秒千樣值數(shù))的速率來定時。對于每個信道而言，已復用、已壓縮、和已加密的信號以1.13Mb/S進行輸出。30個信道被復接為33.9Mb/S的復合數(shù)據(jù)流而后在傳送前被進行偏移正交相移鍵控(OQPSK)格式調(diào)制。來自復用器40的串行數(shù)字聲音/節(jié)目數(shù)據(jù)流輸入到數(shù)字衛(wèi)星發(fā)射機50，它實現(xiàn)OQPSK調(diào)制并經(jīng)天線51廣播到天線59及衛(wèi)星接收機60。衛(wèi)星接收機60的位置可以是用于數(shù)字聲音碼流的多個接收站之一。衛(wèi)星接收機最好位于電纜系統(tǒng)，或其他可以附加的經(jīng)衛(wèi)星接收CATV信號的分配系統(tǒng)的首端。而如圖所示的衛(wèi)星發(fā)送，本專業(yè)的技術(shù)人員都清楚，可以利用不限于衛(wèi)星傳輸?shù)娜魏蝹鬏斚到y(tǒng)，諸如，電纜電視(CATV)、微波分配網(wǎng)(MDS或MMDS)，電話系統(tǒng)，陸地廣播，和其他同軸或光纖鏈路。
數(shù)字衛(wèi)星接收機60將數(shù)字數(shù)據(jù)傳送到首端處理器70，處理器70而后再將該信息變換和發(fā)送到聲音電纜調(diào)制器75。首端處理器70允許來自本地節(jié)目源73的其他數(shù)字聲音信道與固有的國內(nèi)廣播的30個數(shù)字聲音信道相加。首端處理器70還起一個數(shù)字信號分配員的作用，它允許在數(shù)字聲音數(shù)據(jù)碼流中以任何次序減去或加上本地信道，以形成不同的信道安排。處理器70還將數(shù)字聲音數(shù)據(jù)流去復用使之成為更高效率的規(guī)模數(shù)據(jù)流，以便用于聲音電纜調(diào)制器75。來自衛(wèi)星接收機60的CATV信號被傳送到CATV電纜調(diào)制器78并被以典型的方式調(diào)制。而后，已調(diào)數(shù)字聲音數(shù)據(jù)與來自其他CATV電纜調(diào)制器78的已調(diào)信號在組合電路80中相加并通過電纜分配系統(tǒng)發(fā)送。
電纜分配系統(tǒng)包括線路放大器85，用來放大信號和補償任何線路損耗。系統(tǒng)抽頭90用于將組合信號引入具有數(shù)字音樂調(diào)諧器100的用戶的房屋。數(shù)字音樂調(diào)諧器100選擇包括數(shù)字聲音和節(jié)目數(shù)據(jù)信號中的一個信道。此外，數(shù)字音樂調(diào)諧器100將數(shù)字聲音信號從節(jié)目信息信號中分離出來。分離之后，數(shù)字聲音信號被變換為模擬信號，放大和輸出到一個用戶的音頻設備，同時節(jié)目信息信號被處理并送到本地顯示或遙控器200。CATV信號通過分路器93從抽頭90輸入到CATV的機頂變換器300，在一個用戶監(jiān)視器310上收看。變換器300可以由遙控器200或不同的遙控器予以控制。
參照圖2，它是更為詳細地表示出衛(wèi)星接收機60的數(shù)字聲音部分的功能性框圖。經(jīng)衛(wèi)星接收天線59在C波段或Ku波段將經(jīng)復用的壓縮的和加密的數(shù)字聲音信號予以接收，和進行放大，以及有可能與其他衛(wèi)星分配的CATV信號一道在一個低噪聲數(shù)據(jù)塊變換器63(或僅僅在一個低噪聲放大器LNA中)中進行數(shù)據(jù)塊變換。該信號是在950-1450MHzL波段輸出的，并輸入到分路器，在分路器中聲音信號選擇去OQPSK接收機67。由分路器65分離出來的LNB63的輸出的其他CATV信號由視頻接收機(未示出)按照其衛(wèi)星傳輸調(diào)制方式進行解調(diào)，此后送到CATV電纜調(diào)制器78。
接收機67解調(diào)OQPSK數(shù)字音頻信息和提供含有30個衛(wèi)星信道的33.9Mb/S數(shù)字數(shù)據(jù)流。來自接收機67的33.9Mb/S信號與33.9Mb/S時鐘一道輸出到首端處理器70的去復用器71。最好是，該去復用器71是一個1∶6的去復用器，它將單一的數(shù)據(jù)流分為5個信道的六組，每組含有5.65Mb/S的數(shù)字音頻和節(jié)目數(shù)據(jù)。5個信道的每一組連時鐘一起送到六個調(diào)制器75-1到75-6中的一個。調(diào)制器75-1至75-6的信號被鎖定到5.65MHz。75-1到75-6的每個調(diào)制器是一種9狀態(tài)正交部分響應(9-QPR)調(diào)制器能夠處理5個音頻信道和產(chǎn)生占3MHz帶寬的復用輸出。在RF組合器80中將六個QPR信號組合，通過電纜系統(tǒng)傳送到數(shù)字音樂調(diào)諧器100，在那里它們被解調(diào)而后去復用為各個單個的音頻信道。
去復用器71和CATV首端的調(diào)制器75-1到75-6與調(diào)諧器100的解調(diào)器和去復用器形成了按照本發(fā)明所構(gòu)成的正交部分響應(QPR)通信系統(tǒng)。在QPR通信系統(tǒng)的優(yōu)選實施方案中，多個數(shù)字數(shù)據(jù)信道，D1、D2、D3……Dn被時分復用為一個串行數(shù)據(jù)流。該串行數(shù)據(jù)流被加到一個QPR調(diào)制器上，該調(diào)制器取I和Q相位的一對比特，并將其調(diào)制為正交部分響應信號，這個信號通過傳輸鏈路(電纜系統(tǒng))被傳送到QPR解調(diào)器。QPR解調(diào)器將QPR已調(diào)信號解調(diào)為并行的I和Q比特時，這個比特對而后可被組合成一個串行的數(shù)據(jù)流并利用去復用器去復用成相應的D1、D2、D3……Dn各數(shù)據(jù)信道。
將支持QPR調(diào)制的傳輸鏈路可以是任何媒介。最好是，傳輸鏈路是電纜電視系統(tǒng)，它包括具有QPR調(diào)制器的首端，并且適合于通過電纜電視系統(tǒng)的分配系統(tǒng)將QPR已調(diào)信號分配給位于用戶房屋中的多個QPR解調(diào)器。用這種方法，QPR調(diào)制器對位于電纜電視頻段的一個載波調(diào)制QPR信號，對于通常的操作來說，這個頻段是在54MHz與550MHz之間。對這樣一個載波QPR調(diào)制將占用約3MHz頻帶，兩個這種調(diào)制將可能載在一個6MHz標準電視頻道。這樣產(chǎn)生一種相當有效的通信系統(tǒng)，其數(shù)字信息可以以高達5.65Mb/S傳送，因此提供一個約2b/Hz的帶寬。
圖4是具有5個聲頻信道的單個組數(shù)據(jù)流的四個比特的單一種實際表示。比特A-D表示用于5個信道，其中各個比特是以時分原理來連續(xù)地復用的。另外，對于連續(xù)調(diào)制來說，這個比特流由75-1，75-6的每一個調(diào)制器分為兩個數(shù)據(jù)流I和Q。對于QPR調(diào)制，數(shù)據(jù)流的交替的比特分為I和Q碼流。通過將30個數(shù)字信道去復用為5個信道的6組，這些組又分為I和Q數(shù)據(jù)碼流，本發(fā)明有效地實現(xiàn)了許多人們所理想的優(yōu)點。
首先，將30個信道去復用為5個信道的6組允許選擇奇數(shù)的數(shù)據(jù)信道由QPR調(diào)制來傳輸。通過利用各奇數(shù)信道和將交替的比特分割為I和Q相位可以看出，在分割的相位中每個信道比特具有最大的間隔。換言之，在I數(shù)據(jù)碼流中的比特1A的差錯在相同信道(A)看到一個差錯之前將必須傳過5個其他的比特。這就極大地降低了利用QPR調(diào)制和偶數(shù)信道的系統(tǒng)中單個信道的傳送差錯的概率。例如，如果在一個比特中出現(xiàn)一次差錯，則那個差錯傳送到下一個比特的概率是 1/2 。將每個比特分隔開使差錯傳送的概率以1/2N速率下降，其中N為各個信道比特之間的比特數(shù)。
當利用QPR調(diào)制時，數(shù)據(jù)去復用為兩個I和Q數(shù)據(jù)碼流，加倍數(shù)據(jù)速率，從而保持了相同的帶寬。因為這些是分割信道和沒有交叉相關(guān)的解調(diào)，所以差錯不能跨過相位傳送，但是，如果利用偶數(shù)信道分組，則各個信道比特之間的間隔也將被去掉一串(信道的一半將由I相位傳輸，一半由Q相位傳輸)。有優(yōu)越性地是如圖4所示，利用每組信道的奇數(shù)，允許在該信道出現(xiàn)的另外一個比特之前保持最大的間隔(所有信道在一個數(shù)據(jù)流相位上傳輸，但是每個信道占一半的比特)。這種保持最大間衛(wèi)和使任何差錯的傳送最小，是同時取QPR調(diào)制技術(shù)的全面的和有效的優(yōu)點。十分明顯，這種技術(shù)不僅可以用于所表示的調(diào)制技術(shù)(9-QPR)，而且可以用于利用在其解調(diào)過程的相關(guān)性的其他技術(shù)。
另外，如圖4所示，通過在兩個數(shù)據(jù)流之間插入一個偏移比特，則每個分組可采用偶數(shù)的信道。在數(shù)據(jù)信道上利用偏移比特，以便在該信道上數(shù)據(jù)序列不重復，直至所有的比特都被利用。偏移比特顯著降低信息數(shù)據(jù)的速率，然而在相位分割的各信道中不能減小差錯傳送的概率。但是，顯然數(shù)據(jù)比特不應該被浪費。傳加密控制消息，或者其他類型的有用數(shù)據(jù)可以填入這些間隙。
圖3以圖形的方式表示用于數(shù)字數(shù)據(jù)流的部分響應信號(雙二進制)。這是一種可以對一個載波進行調(diào)幅的三狀態(tài)信號。當提供這些調(diào)幅信號的兩個時，它們就構(gòu)成如圖5中狀態(tài)圖所示的9狀態(tài)QPR調(diào)制。I調(diào)制在0相位并具有2、0和-2電平，而Q調(diào)制相位在90°并具有2、0和-2電平。QPR信號的其他狀態(tài)是每個具有三狀態(tài)的兩個信號的不同狀態(tài)的組合。
來自調(diào)制器75-1到75-6的已調(diào)信號與來自其他電纜調(diào)制器77的其他已調(diào)信號一起在射頻組合器80中進行組合。調(diào)制器75-1到75-6數(shù)字式濾波數(shù)據(jù)、正交部分響應調(diào)制(QPR)并將QPR信號變換為具有抑制載波的選擇輸出頻率，以便與當前的電纜電視系統(tǒng)的其他調(diào)制信道77相結(jié)合。5個信道的每組占用3MHz的帶寬，并可以在一個6MHz視頻信道的一半，或現(xiàn)存電纜電視系統(tǒng)的其他空閑頻段中傳送。因為本系統(tǒng)可以利用一個公共的6MHz視頻信道，所以不要求對當前的CATV分配系統(tǒng)的設備進行修改。另外，可靠的數(shù)字調(diào)制技術(shù)，對于聲頻信道而言，允許較大的S/N比。它們可以以較低的功率電平傳輸，從而降低了加載在電纜系統(tǒng)上的整個功率電平和避免了其他CATV信號的失真。
圖6表示典型的CATV頻譜，其中通常的電纜帶寬從54MHz到550MHz被分割為多個6MHz的信道。每個信道具有載波f1、f2、……fn，在這些載波上由標準MTSC電視信號進行幅度調(diào)制。如果數(shù)字聲頻將要使用的話，電纜操作員可以預置30個聲頻信道，6MHz帶寬的3個電視信道，10個3MHz帶寬的其他頻帶，或者其任何的組合。圖7表示在一個單個的6MHz帶寬中數(shù)字聲頻信道的分隔。5個復用的數(shù)字聲頻信道是在一個被抑制載波C1上QPR調(diào)制的。該載波頻率位于6MHz帶寬的開始和其結(jié)束之間范圍的四分之一處。對QPR調(diào)制的比特速率基本上選擇為該信道的開始與該信道中間之間3MHz這個范圍。而另一個QPR調(diào)制的抑制載波C2可以位于信道的3/4距離，在這個位置上其帶寬將復蓋信道的第二個3MHz。
參照圖8，它表示出一個數(shù)字音樂調(diào)制器100的框圖。來自方向耦合器85的數(shù)字聲頻與節(jié)目數(shù)據(jù)信號輸入到一個信道調(diào)諧器110。信道調(diào)諧器110最好在其本振中包括一個鎖相環(huán)電路。來自信道調(diào)諧器110的信號在由解調(diào)器125解調(diào)前，被變換為IF頻率并由中頻電路132處理。解調(diào)器125的輸出是一個QPR解調(diào)信號，產(chǎn)生一個5.65Mb/S的數(shù)據(jù)流，其中含有送到一個專用集成電路(ASIC)140的5個數(shù)字聲頻數(shù)據(jù)的立體聲對。解調(diào)器125還提供一個自動增益控制信號130給調(diào)諧器110，以保持一個恒定的信號電平。此外，解調(diào)器125提供一個時鐘音到時鐘恢復電路1350數(shù)據(jù)時鐘恢復電路135含有一個用于定時用的33.9MHz晶體137。
這個定時信號到ASIC140，對此將參見圖11予以詳述。來自ASIC140的數(shù)字聲頻信號被輸出到一個數(shù)模變換器160。來自數(shù)模變換器160的模擬左和右聲頻信號通過濾波器165-1和165-2濾波，和輸入到分路器170。分路器170允許附加的聲頻分量(例如，光盤機或磁帶機的)將以可轉(zhuǎn)換的方式與數(shù)據(jù)音樂調(diào)諧器100相連接。
微處理器150控制調(diào)諧器110的鎖相環(huán)、ASIC140，數(shù)模變換器160和分路器170的操作。來自ASIC140的節(jié)目數(shù)據(jù)信號送到微處理器150，在那里將該信號存在微處理器150的內(nèi)部存儲器中，并可以在前面板的接口上顯示或通過遙控器傳送到發(fā)射機190。遙控接收機195通過遙控器200經(jīng)微處理器150可以選擇具體的節(jié)目數(shù)據(jù)信息或聲頻信道。另外，調(diào)諧器100最好在其外殼上有例如按鍵或乒乓開關(guān)這樣的輸入裝置。這些輸入裝置允許選擇信道、臺站、節(jié)目數(shù)據(jù)的顯示、和含在節(jié)目數(shù)據(jù)信號中的特定的信息的塊的顯示。
參照圖9，經(jīng)提供了一個ASIC140的更詳細的框圖。來自解調(diào)器125的信號輸入到解調(diào)器支持電路141，它包括為取樣解調(diào)信號所需要的邏輯電路(例如，雙穩(wěn))。來自解調(diào)器支持電路141的信號而后輸入到去復用器143，它分離5.65Mb/S的數(shù)據(jù)流，選擇5個數(shù)字聲頻信號立體聲對中的一個。而后這個信號送到解密電路145。已解密信號而后在信號分離器148中分離，其中節(jié)目數(shù)據(jù)送往微處理器的I/O電路149，而聲頻數(shù)據(jù)送往電路147進行解碼。解碼器147可以利用美國專利4922537中所描述的數(shù)據(jù)去壓縮技術(shù)，援引于此的資參考。微處理器的I/O、尋址和控制電路149與微處理器150接口。存儲器144分別存儲支持在電路143、145和147中的去復用、解密和解碼功能的數(shù)據(jù)比特。該存儲器可以是諸如EPROM的非易失型的，或者可以是由電池支持的易失型RAM存儲器。
下面結(jié)合圖10將更為詳細地描述QPR解調(diào)器和其支持電路。含有5個復用在一起的數(shù)字信道的(QPR)已調(diào)信號輸入到數(shù)字音樂終端100的信道調(diào)諧器110。終端100的微處理器150控制在調(diào)諧器中的本機振蕩器的頻率，使信道選擇信號與所選擇3MHz信道的受抑制的載波相混頻。對本振頻率進行選擇，使該信道的頻率變換為44MHz的中頻頻率。該中頻信號在中頻放大器302中被放大，和在輸入到產(chǎn)生平衡輸出的第二中頻放大器306之前由表面聲波濾濾器(SAW)304進行帶通濾波。
來自中頻放大器級302、306的中頻信號被分為兩部分。開始通路通過數(shù)據(jù)時鐘恢復電路135，提供數(shù)字數(shù)據(jù)碼流的時鐘恢復和自動增益控制。其次的通路通過第一和第二解調(diào)器級提供QPR信號解調(diào)為兩個數(shù)字數(shù)據(jù)流?；謴偷臅r鐘信號用于將已解調(diào)的數(shù)據(jù)鎖存到由D型雙穩(wěn)構(gòu)成的鎖存器336、350中。因此，信道調(diào)諧器110和解調(diào)器電路產(chǎn)生了兩個具有5個數(shù)字信道復用在其中的數(shù)字數(shù)據(jù)流I和Q。
數(shù)據(jù)時鐘恢復電路135利用包絡檢測器308從輸入的QPR信號中產(chǎn)生一個時鐘單音頻率。該數(shù)據(jù)時鐘單音由放大器310放大和由濾波器312帶通濾波。而后其輸出在一個硬限幅器314中限幅，以在該單音波形的過零點上產(chǎn)生一個跳變沿。該跳變沿在乘法器316中與數(shù)字時鐘沿相比較，并利用積分器318使誤差最小。積分器產(chǎn)生一個使石英控制振蕩器320的頻率偏移的控制電壓。振蕩器320的輸出先在分頻器322進行6次分頻，向SASIC140提供一個系統(tǒng)時鐘，而后在分頻器324中二次分頻，提供一個數(shù)據(jù)時鐘。乘法器316、積分器318，壓控振蕩器320，和分頻器322，324構(gòu)成了一個鎖相環(huán)，它跟隨來自限幅器314的恢復的時鐘單音輸出的相位。由分頻器324來的時鐘信號的速率為44.1Kb/S并用于對來自限幅器334、348并進入鎖存器336、350的I和Q數(shù)據(jù)的同步。相對于已解調(diào)數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)時鐘邊緣的位置通過改變?yōu)V波器312的調(diào)諧而改變了。這就在數(shù)據(jù)時鐘單音產(chǎn)生了相位滯后的超前的可控量，因此改變了數(shù)據(jù)與時鐘之間相對的定時關(guān)系。一般來說，時鐘設置在解調(diào)信號的樣值大約一個比特的中間部位，那末最有可能的校正值是鎖存在鎖存器中。利用具有判決反饋電路的解調(diào)器級的解調(diào)產(chǎn)生了QPR信號的Q相位，該判決反饋電路包括四象限乘法器328、電流至電壓放大器330，低通濾波器332，限幅器334，雙穩(wěn)336，和電壓至電流放大器338。同樣，利用判決反饋電路進行解調(diào)產(chǎn)生中頻QPR信號的I相位，該反饋電路包括四象限乘法器340，電路至電壓放大器342，低通濾波器346，限幅器348，雙穩(wěn)350，和電壓至電流放大器344。
Q相位判決電路具有至乘法器328的中頻QPR信號的一個輸入端和44MHz解調(diào)器載波的另一個輸入端，該解調(diào)器載波的正交相位取決于通過改進的科斯塔環(huán)路電路所恢復的載波，關(guān)于科斯塔環(huán)路將在下文更為詳細的描述。四象限乘法器328的輸出是一個平衡的電流，它相應于在中頻信號Q相位的載波上的幅度調(diào)制。這個幅度調(diào)制是當前比特的部分響應編碼值并必須從該值減去將要從部分響應格式中被解碼值的前面一個比特的值。前面的比特值被鎖存在雙穩(wěn)336中，以便用于解碼和解調(diào)的過程。前面的比特值以平衡電流的形式通過放大器338被反饋，該值可以在乘法器328與放大器330之間的連接節(jié)點上進行相減。而后解碼的幅度調(diào)制在放大器330中被轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷翰⒃跒V波器332中進行低通濾波。濾波器的平衡輸出(Q和Q＊)輸入到限幅器334，它將平衡的模擬信號變換為數(shù)字的邏輯電平，該電平可以鎖存在雙穩(wěn)之中。
中頻QPR信號的I相位在解調(diào)器的相應電路中以相同的方式解調(diào)。中頻信號輸入到乘法器340，在那里與44MHz振蕩器的同相位信號相混頻。乘法器340的平衡輸出已經(jīng)從中減去由放大器344產(chǎn)生的平衡的電流，該平衡電流代表存在雙穩(wěn)350中的先前比特值。乘法器340與放大器344相連的接點上的電流在放大器342中被變換為電壓。而后，放大器342的輸出由低通濾波器346濾波和在限幅器348中比較，產(chǎn)生一個數(shù)字邏輯電平信號，該信號可以存入雙穩(wěn)350。
為了將44MHz振蕩器鎖到受抑制載波上，本發(fā)明利用了一個改進的科斯塔環(huán)路，去提取一個相關(guān)的載波信號。用于Q相位(Q、Q＊)的濾波器332的平衡輸出連接到一個單刀雙擲模擬開關(guān)352的輸入端，而用于I相位(I、I＊)的濾波器342的平衡輸出端連接到另一個單刀雙擲模擬開關(guān)3540開關(guān)352、354的刀端連到積分放大器356的差分輸入端。開關(guān)352、354的控制端被分別跨接到限幅334、348的輸出端，這樣限幅器輸出端的數(shù)字值控制這些開關(guān)的動作。
狀態(tài)是這樣進行轉(zhuǎn)換的，對于Q相位限幅器334的輸出端的高邏輯電平，I＊信號從開關(guān)354輸出，和對于低邏輯電平，I信號從開關(guān)354輸出。相反，對于I相位限幅器346的輸出端的高邏輯電平，Q信號從型352輸出，和對于低電平信號，Q＊信號從開關(guān)352輸出。通過積分放大器356的輸入端所選擇的I和Q信號組合是不同的，以產(chǎn)生最小的誤差電壓。積分電路356的輸出控制44MHz振蕩器的頻率，使一個相關(guān)的載波加到乘法器328、340上，用于數(shù)據(jù)信號的解調(diào)。
利用乘法器328、340的同樣和正交相位的混頻實現(xiàn)的QPR信號的解調(diào)，可以參照下列方程予以解釋V(t)＝Mi(t)Sin(ωct)+Mq(t)Cos(ωct) (1)其中V(t)代表QPR信號的時間變化函數(shù);Sin(ωct)和Cos(ωct)分別為同相和正交的載波頻率，Mi(t)和Mq(t)是在那些各個載波上的部分響應幅度調(diào)制。
如果V(t)由一個相關(guān)載波(載波之間沒有相角)Sin(ωct)相乘，則方程(1)變?yōu)閂(t)Sin(ωct)＝M1(t)Sin2(ωct)+Mq(t)[Sin(ωct)Cos(ωct)] (2)由于右邊第一項Sin(ωct)＝ 1/2 [1-Cos(2ωct)]，方程變?yōu)閂(t)Sin(ωct)＝Mi(t)＊ 1/2 [1-Cos(2ωct)
+Mq(t)＊ 1/2 Sin(2ωct) (3)其中， 1/2 Mi(t)代表對于I相位的部分響應比特的已解調(diào)的幅度電平，而2ω頻率由低通濾波器去掉。
同樣，如果方程(1)乘載波的正交相位Cos(ωct)則方程變?yōu)閂(t)Cos(ωct)＝Mi(t)[Sin(ωct)Cos(ωct)]+Mq(t)Cos2(ωct) (4)利用三角的數(shù)等式Cos2(ωct)＝ 1/2 [1+Cos(2ωct)]公式(4)右手第二項變?yōu)閂(t)Cos(ωct)＝Mi(t)＊ 1/2 Sin(2ωct)+Mq(t)＊ 1/2 [1+Cos(2ωct)] (5)其中 1/2 Mq(t)代表對于Q相位部分響應比特的已解調(diào)幅度電平，2ω頻率由低通濾波器濾掉。
由于I和Q相位的電平 1/2 Mi(t)和 1/2 Mq(t)分別是作為部分響應信號編碼的，所以它們通過從這些電平中減去前面比特值來解碼。這是由通過電壓至電流變換器328、344的判決反饋來實現(xiàn)的，該變換器將來自鎖存器336、350的數(shù)字比特電平變換為代表前面的比特值的電流電平。而后，這個電流電平可以從 1/2 Mi(t)和 1/2 Mq(t)電平中減去(反相位相加)，從而產(chǎn)生代表當前比特值的模擬電平。將當前的比特值傳輸?shù)綖V波器332、346并由限幅器334、348從方程(3)和(5)中提取。當前的比特值以數(shù)據(jù)時鐘頻率取代在鎖存器326、350中前面的比特值，并且對于數(shù)據(jù)流中的后續(xù)比特周期性的重復。
圖11是如圖10所示的解調(diào)電路的詳細電路圖。解調(diào)器電路包括對于QPR信號的I和Q相位的兩個基本相同的電路，這些電路包含執(zhí)行基本類似的功能的部件，這些部件的標號由相差100的數(shù)字來表示。Q相位電路包括四象限積分電路乘法器402，它具有來自中放306的平衡輸入端IN+，IN-。到乘法器402的其它平衡輸入端是來自由電阻407、411、400和401組成的網(wǎng)絡。去耦電容404和409為高頻噪聲分量到地提供通路。在此基礎(chǔ)上，直流偏置被調(diào)制到科斯塔環(huán)載波恢復電路的90°輸出(正交相位)上。乘法電路402還有一個連接在增益輸入端G1、G2的增益控制電阻404。偏置電阻408連在編置輸入端與地之間，以提供用于啟動該IC芯片的電路元件的偏置。四象限乘法器產(chǎn)生的平衡電流從端子(+0)和(-0)經(jīng)電阻448、454輸出到一對NPN晶體管450和456。與電阻420和422組合的晶體管450和456構(gòu)成電流至電壓放大器和形成射隨器狀態(tài)。晶體管450的發(fā)射極連到電阻452，電阻452又連到地。同樣，晶體管456具有射極電阻458，電阻458連在發(fā)射極與地之間。射隨器為電流組合節(jié)點提供高輸入阻抗，并且其輸出電壓與晶體管450、456基極上被放大的電壓成比例。
從射隨器的平衡輸出經(jīng)一對耦合電容460、462輸入到低通濾波器。該濾波器是平衡輸入平衡輸出，由電容464、472，電感466、468和電阻470、474構(gòu)成的貝賽爾函數(shù)型濾波器。濾波器通過低頻調(diào)制分量Mi(t)和Mq(t)，而濾掉諸如2ω頻率和較高次諧波的噪聲分量。濾波器的平衡輸出是信號Q和Q＊，該信號變?yōu)橐唤M輸入信號送到載波恢復電路。另外，這些模擬信號分別通過反相和非反相輸入端輸入到比較器476。比較器476作為限幅器工作，它具有連在其輸出端與正電壓+V之間的正偏電阻478。電容482用作為RF地線，以便去耦噪聲。比較器476取濾波器平衡輸出之間的幅度之差，取決于差的符號而產(chǎn)生+OV或+V的輸出。這樣就將比特解碼為數(shù)字邏輯電平信號，0比特狀態(tài)相應于低邏輯電平+OV;1狀態(tài)相應于邏輯高電平+V。這種數(shù)字信號是與歸納邏輯兼容的TTL信號，諸如D型雙穩(wěn)484，其輸入端在D端。來自限幅器476的數(shù)據(jù)比特以與QPR信號的比特速率相同數(shù)量級的一個時鐘速率鎖入鎖存器。如前文所述，任何當前的數(shù)據(jù)(Q數(shù)據(jù))或其反相(Q＊數(shù)據(jù))都用于電路的其他部分以便去復用。
雙穩(wěn)484的Q數(shù)據(jù)輸出還反饋到電壓至電流放大器，該放大器通過從當前的比特值減去前次比特值而產(chǎn)生判決反饋編碼。電壓至電流放大器包括鏡象NPN晶體管424和430，這些晶體管在其發(fā)射極與NPN晶體管436的集電極相耦合構(gòu)成電流源。晶體管436的基極包括通過電阻440、444、二極管438和可變電阻446到地的偏置。集電極至發(fā)射極電流可如此被控制，即將其發(fā)射極通過一個電阻442連接到一個負電源-V。對晶體管436的恒定偏置提供了一個可控制的電流源，該電流源的鏡象晶體管通過其發(fā)射極供電。晶體管424和430的集電極分別通過電阻422和420連到正電源++V。電容423對從電路進入電源的噪聲去耦。電阻420與晶體管430的集電極的結(jié)點形成了在乘法器402的輸出端(+0)上的一個電流組合節(jié)點。同樣，電阻422與晶體管424的集電極的結(jié)點形成了在乘法器402的輸出端(-0)上的一個電流組合節(jié)點。晶體管424的基極偏置是連接在E電壓與地之間由電阻426與428組成的分壓器的結(jié)點的一個恒定電壓。晶體管430的偏置來自電阻432與434的結(jié)點，上述電阻連接在雙穩(wěn)484的Q數(shù)據(jù)輸出端與地之間。
從操作上講，對于來自雙穩(wěn)484的輸出端的一個低電平電壓，該電壓代表前一個比特的數(shù)字零，晶體管430截止，晶體管424導通。因此，在電阻422與442確定電平下，流過恒流源晶體管436的電流量是恒定的。然而，如果從雙穩(wěn)484的Q輸出的電壓電平是高TTL電平，則晶體管處于更多地導通狀態(tài)，流過恒流源晶體管436的恒定電流是由電阻420、422相串聯(lián)再與電阻443并聯(lián)組合來確定的。這一恒定電流對應于Mi(t)直流電平的反相狀態(tài)電平。電壓至電流變換器將該邏輯電平(Q數(shù)據(jù))變換為相應于輸入信號解調(diào)幅度電平的平衡電流電平。以這種方式，前次比特電平被從目前比特電平中減去，對部分響應信號進行了解碼，該部分響應信號是原來出現(xiàn)在乘法器402的輸出端的信號。
判決反饋電流是取決于判決比特值是1或是零，將預定量的正電流或負電流與乘法器的電流輸出相組合來操作的。在圖12和13中，分別說明了I和Q信道的乘法器402、502的正(+0)輸出的這種操作。乘法器402、502的負(-0)輸出將具有所示波形的反向波形。波形A表示來自乘法器402、具有三個電平(1、0、-1)的三電平電流信號Mi(t)。具有兩個電平(+5，-5)的二進制判決反饋波形B與波形A組合而產(chǎn)生波形C，波形C實質(zhì)上是在取樣時間上的兩電平信號。限幅器476用于變換模擬信號和其反向信號為一種數(shù)字邏輯電平信號，并從而去掉由于噪聲、不良調(diào)制，或其他差錯在最終信號上的幅度變化。
I相位電路的操作與Q相位電路相類似，利用具有來自中頻放大器306的平衡輸入端1N+，1N-，和來自載波恢復電路的其他輸入端的乘法器。I相載波恢復信號在0°相位。電流至電壓放大器對于I相位是由NPN晶體管550與556來實現(xiàn)的，上述晶體管組成射隨器。平衡濾波器由電容564、572，電阻570、574，和電感566和568組成。對于I相位信號通路的限幅器是由具有正偏電阻578的運放576實現(xiàn)的。限幅器576如上文所述是連到D型雙穩(wěn)584的D端，該雙穩(wěn)是由恢復的數(shù)據(jù)時鐘鎖定的。它的輸出同樣是I相位的數(shù)據(jù)或者該數(shù)據(jù)的反相I＊被送ASIC處理電路的復位端。類似的電壓至電流減法電路是由電流源晶體管536和鏡象開關(guān)晶體管524和530供電。
下面圖12更為詳細地解釋驅(qū)動I和Q相位的解調(diào)器的載波恢復電路的操作。為了實現(xiàn)解調(diào)，正如上文已描述過的那樣，需要產(chǎn)生與信息載波相關(guān)的解調(diào)載波的相位，為了正交解調(diào)，需要載波的同相與正交相位。圖10的優(yōu)選實施例以有效的和有優(yōu)點的方式實現(xiàn)了這些功能，該實施例通過提供一種改進的科斯塔環(huán)路載波恢復電路，這種電路是與QPR信號相位相關(guān)的。
載波恢復電路包括一對雙刀單擲固態(tài)模擬開關(guān)的變形，這個開關(guān)最好是集成電路600。來自限幅器476、576的數(shù)字輸出通過到該開關(guān)的A、B控制端的輸入用于對每個開關(guān)的控制狀態(tài)。來自平衡濾波器的Q與Q＊信號輸入到一個開關(guān)的x0、x1的端子，來自平衡濾波器的I和I＊信號輸入到另一開關(guān)的y0、y1端子。當LA與B控制輸入為低電平，x0的輸入是來自X輸出端的輸出，而y0輸入是來自Y輸出端的輸入。當施加一個高邏輯電平到A端時X輸出轉(zhuǎn)至x1輸入，和法施加一個高邏輯電平到B端時Y輸出轉(zhuǎn)至y1輸入。
這些開關(guān)的X、Y輸出端部分分別通過預濾波濾波器連接到運放614的反相與非反相輸入端。X輸出端由電阻604與電容608濾波，而Y輸出端由電阻608和電容606濾波。運放614作為積分器的組態(tài)并具有差分輸入。輸入網(wǎng)絡包括電阻610與電阻618，它們的結(jié)點連到非反相輸入端，對積分器的時間常數(shù)做出貢獻。反饋電路包括電容621和電阻624它們與電容622相并聯(lián)，并耦合在運放614的輸出端與其反相輸入端之間。取決于在限幅器中這些比特的狀態(tài)，I和Q信號的不同組合對于確定它們之間是否存在任何相位誤差的相關(guān)性是不同的。如果存在差錯，則積分器從電阻628產(chǎn)生一個控制電壓輸出。如果差別是正的，控制電壓是一種極性;如果差別是負的，控制電壓是另一種極性。
控制電壓輸入到一個變?nèi)荻O管630，該二極管的電容隨著施加的電壓而改變。變?nèi)荻O管630與包括電容632、634、638-642和電感636的電路確定由NPN晶體管650、652組成的壓控振蕩器的振蕩頻率。晶體管650的集電極通過電感644和并聯(lián)電阻668連接到電源+V和在其集電極到地和在其發(fā)射極通過電感654和串聯(lián)電阻656到地。用于晶體管650、652的直流偏置網(wǎng)絡包括連接在電源+V與地間的電阻644、646和648。
從電阻646與648的結(jié)點向晶體管650的基極提供編置電流，而從電阻644、646的結(jié)點向晶體管652的基極提供偏置電流。通過由電容658和662組成的電容網(wǎng)絡提供一個正反饋通路。一個來自發(fā)射極與電感654的反饋信號，通過電容658送到晶體管652的基極，并通過電容660送到晶體管650的基極。電感654、664和電容658、660、662連同上文提及的控制電路一起確定選擇作為44MHz中頻載波頻率的振蕩頻率。這個頻率可以通過加在變?nèi)荻O管630上的控制電壓略微地改變，去對用于解調(diào)的恢復載波的相位鎖相。
而后，相關(guān)的恢復載波通過電容670耦合到由電容672，電感674和電容676組成的匹配與諧波抑制濾波器。恢復載波信號而后在可變電容678與電感680的結(jié)點分路。電感使恢復載波信號輸出在電容676上及其輸出端上產(chǎn)生一個90°的滯后。這就提供了用于解調(diào)處理的同相與正交相位的相干的載波。正交相位的差可以通過可變電容678調(diào)整。
載波恢復電路的操作可以從用于控制積分器614的科斯塔誤差電壓Ve的方程中理解。實質(zhì)上可以將科斯塔誤差電壓Ve表示為Ve＝(SIGN(I)＊Q-[SIGN(Q)＊I] (6)應當注意到，方程6提供一個差電壓，基于四象限的解碼數(shù)據(jù)使本機振蕩器處于或向正確的方向(或正或負)移動。由于從每個解調(diào)器環(huán)路的每個限幅器輸出的數(shù)字電壓電平實質(zhì)上執(zhí)行SIGN函數(shù)，所以僅僅需要選擇對于該信息代替相位的已解碼比特的正確的模擬電壓電平。濾波器的平衡輸出為了產(chǎn)生方程6的右側(cè)的兩項，允許簡單的轉(zhuǎn)換選擇。例如，如果對于I相位限幅器576的輸出是0電壓，即SIGN(I)＝(-)，則模擬電壓Q＊由開關(guān)600選取以區(qū)別積分器614中的值。如果對于I相位限幅器576的輸出是+V電壓，即SIGN(I)＝(+)，則模擬電壓Q由開關(guān)600選取，以區(qū)別積分器614的值。對于反相Q，情況也如此，其中對于限幅器476的輸出為0+V電壓，開關(guān)600分別選擇模擬電壓I＊、I，以區(qū)別積分器中的值。差電壓Ve的符號代表相位誤差的方向，而差電壓Ve的幅度代表相位誤差需要重新同步的量(當誤差已經(jīng)減到接近于0)?？扑顾h(huán)將已解調(diào)載波同步到QPR信號載波上，應注意，相位誤差將產(chǎn)生與正常電平(±1)不同的解調(diào)(模擬比特電平)。圖15表示對于解碼比特的正常電平輸出(各種狀態(tài))。這個點陣是以載波頻率ω旋轉(zhuǎn)的并產(chǎn)生正常電平要求的相對于所發(fā)送的載波無相位誤差的解調(diào)載波。對于一個相位的比特電平在幅度上的誤差還涉及反相位的比特電平的誤差，即如果I小，由于相位誤差，Q將成比例地大(見方程3和5)。通過取兩個電平間的差，可以計算出校正這種誤差的相位誤差和方向的量的表示值。例如，如果I等于+.8，Q等于1.2，則在第一象限正常狀態(tài)應為(1.1)和SIGN(I)＊Q-SIGN Q＊I＝+.4，這表示解調(diào)載波滯后于QPR信號載波，它必須增加，直至誤差電壓+.4減小。
至此已經(jīng)表示和描述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，十分明顯本專業(yè)的技術(shù)人員可以做出各種改進，但未脫離開后面所附的權(quán)利要求書所限定的本發(fā)明的精神與范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于產(chǎn)生與Mi(t)＊sin(ω0t)+Mq(t)＊cos(ω0t)形式的正交部分響應(QPR)信號的載波相關(guān)的同相和正交相位的解調(diào)載波的載波恢復電路，其中Mi(t)和Mq(t)是頻率為ω0t的同相和正交相位載波的部分響應信息的編碼調(diào)制，上述載波恢復電路包括用于按照解調(diào)值與Mi(t)、Mq(t)信息信號的正常值之間的絕對差值，而產(chǎn)生一個誤差信號的裝置；用于響應于一個控制信號而產(chǎn)生一個可變頻率的載波信號的裝置；用于產(chǎn)生一個控制信號的裝置，該控制信號改變上述所產(chǎn)生的信號的頻率為誤差最小的信號；用于將上述載波信號分路為一個同相通路和一個正交通路的裝置；和在上述正交通路中，用于將載波信號至少相移90°的裝置。
2.如權(quán)利要求1所述的載波恢復電路，其中上述誤差信號產(chǎn)生裝置包括用于產(chǎn)生代表信息信號Mi(t)和其反相信號＊Mi(t)的實際解調(diào)值的模擬信號的裝置;用于產(chǎn)生代表信息信號Mq(t)和其反相信號＊Mq(t)的實際解調(diào)值的模擬信號的裝置;依據(jù)信號Mq(t)的數(shù)字邏輯狀態(tài)，來選擇模擬信號Mi(t)或其反相信號＊Mi(t)的裝置;依據(jù)信號Mi(t)的數(shù)字邏輯狀態(tài)，來選擇模擬信號Mq(t)或其反相信號＊Mq(t)的裝置;用于從所選的各模擬信號的差值中產(chǎn)生上述誤差信號的裝置。
全文摘要
一種包括數(shù)字調(diào)制與解調(diào)方案的數(shù)字射頻通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)有效地利用了電纜電視系統(tǒng)的帶寬與信道分割，一個30個信道數(shù)字比特流被去復用為5個信道的6組。此后每組信道以正交部分響應(QPR)方法調(diào)制一個載波。而后該QPR信號，即調(diào)幅雙邊帶載波抑制(AMDSBSC)信號通過電纜系統(tǒng)傳送到多個用戶，這些用戶都具有QPR解調(diào)器。這些解調(diào)器是具有改進科斯塔環(huán)載波恢復電路的判決反饋型的。
文檔編號H04L25/497GK1081043SQ93105490
公開日1994年1月19日 申請日期1993年3月16日 優(yōu)先權(quán)日1992年3月16日
發(fā)明者L·蒙特勒伊 申請人:亞特蘭大科研公司