專利名稱：直接變頻接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明主要涉及數(shù)字無(wú)線通信的直接變頻接收機(jī)。
對(duì)于數(shù)字無(wú)線通信中的移頻鍵控(FSKFrequency Shift Key-ing)方式的接收機(jī)，近年來(lái)正在研究一種直接變頻接收機(jī)以適合集成電路化結(jié)構(gòu)。如，特開(kāi)昭55-14701號(hào)公報(bào)中記載了直接變頻接收機(jī)的一種結(jié)構(gòu)。下面，參照?qǐng)D9簡(jiǎn)單說(shuō)明已有技術(shù)的FSK接收機(jī)。
圖16中，由天線1接收到的FSK信號(hào)作為經(jīng)信號(hào)放大器2振幅放大后的FSK信號(hào)101同時(shí)供給混頻器102、103。本振(本地振蕩器的簡(jiǎn)稱)104產(chǎn)生近似等于FSK信號(hào)101載波的頻率，其輸出經(jīng)90度移相分配器105移相，分配成相位相互差90°的2個(gè)信號(hào)分別加給混頻器102、103。在該例中，取供給混頻器102的信號(hào)相位比供給混頻器103的信號(hào)相位超前90°?；祛l器102的輸出信號(hào)經(jīng)低通濾波器106的頻帶限制獲得同相基帶信號(hào)(I信號(hào))108。而混頻器103的輸出信號(hào)經(jīng)低通濾波器107的頻帶限制獲得正交基帶信號(hào)(Q信號(hào))109。I信號(hào)108與Q信號(hào)109相互相位正交，且由FSK信號(hào)的上下移頻產(chǎn)生的相位延遲存在相互反向的關(guān)系。
這里，相對(duì)于I信號(hào)108而言，Q信號(hào)109的相位超前時(shí)的數(shù)據(jù)為“High”(1)，滯后時(shí)數(shù)據(jù)為“Low”(0)。I信號(hào)108、Q信號(hào)109分別用限幅放大器110、111限幅放大，獲得數(shù)字化的I信號(hào)(數(shù)字I信號(hào))112和數(shù)字化的Q信號(hào)(數(shù)字Q信號(hào))113。然后，數(shù)字Q信號(hào)113輸入D觸發(fā)器電路901的D輸入端，而數(shù)字I信號(hào)112輸入時(shí)鐘輸入端，D觸發(fā)器電路901的輸出信號(hào)經(jīng)低通濾波器902頻帶限制，濾除噪聲等引起的部分信號(hào)變動(dòng)，從而獲得最終的解調(diào)輸出。
直接變頻接收機(jī)，因具有適合集成電路化的小型、輕巧的結(jié)構(gòu)，正不斷地用于移動(dòng)通信的終端。目前，由于無(wú)線移動(dòng)通信中的通信容量要求越來(lái)越大，所以需要進(jìn)行通信數(shù)據(jù)速率高速比、通信頻率窄帶化。在FSK調(diào)制信號(hào)中，把數(shù)據(jù)速率與FSK頻率偏移的比值定義為調(diào)制指數(shù)，以往主要使用調(diào)制指數(shù)為5以上的FSK調(diào)制形式，而現(xiàn)今則使用3以下調(diào)制指數(shù)的高速FSK調(diào)制形式。
在上述已有的直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，因只能用數(shù)字I信號(hào)的上升沿判別數(shù)據(jù)，所以在出現(xiàn)數(shù)字I信號(hào)的上升沿之前，即使二進(jìn)制位數(shù)據(jù)發(fā)生變化也不能檢測(cè)數(shù)據(jù)的變化。因此，數(shù)據(jù)判別發(fā)生遲后。再有，因噪聲等影響，使數(shù)字I信號(hào)發(fā)生變動(dòng)，并使數(shù)據(jù)判別出錯(cuò)的情況下，則會(huì)在下一數(shù)字I信號(hào)的上升沿出現(xiàn)之前，判別結(jié)果一直出錯(cuò)，因而存在經(jīng)低通濾波器的最終輸出結(jié)果錯(cuò)誤概率高的問(wèn)題。上述問(wèn)題，調(diào)整指數(shù)越小越嚴(yán)重。
在已有技術(shù)例所示的直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，對(duì)2以下調(diào)制指數(shù)的高速、窄帶的FSK形式進(jìn)行解調(diào)時(shí)，因I、Q信號(hào)間相位檢測(cè)中的延遲，很難進(jìn)行正確解調(diào)。
另外，在上述本振信號(hào)發(fā)生頻率漂移情況下，也會(huì)因相位檢測(cè)中的延遲而使接收特性大為劣化，因此存在信號(hào)源中要求頻率準(zhǔn)確度高的問(wèn)題。
本發(fā)明是為了解決上述問(wèn)題，其目的在于，通過(guò)I、Q兩信號(hào)符號(hào)變化時(shí)進(jìn)行數(shù)據(jù)判別，盡可能減小由原數(shù)據(jù)變化點(diǎn)進(jìn)行判別的延遲，并減小噪聲引起數(shù)據(jù)變動(dòng)的影響，從而提高調(diào)制指數(shù)低的FSK信號(hào)的接收靈敏度。
本發(fā)明再一目的在于提供這樣一種直接變頻接收機(jī)，該接收機(jī)能接收已有技術(shù)數(shù)字式解調(diào)系統(tǒng)不能接收的高速FSK信號(hào)，同時(shí)提高了對(duì)本振信號(hào)頻率漂移的容許能力，能用數(shù)字電路元器件實(shí)現(xiàn)構(gòu)成要素，容易集成化，且集成電路(IC)化的接收機(jī)小巧且價(jià)格亦低。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的直接變頻接收機(jī)具有生成與FSK信號(hào)載波大致相等頻率的本地振蕩器；對(duì)本地振蕩器輸出進(jìn)行移相分配輸出相互相位差90°的同相信號(hào)和正交信號(hào)的90°相位分配器；將FSK信號(hào)和同相信號(hào)進(jìn)行混頻的第一混頻器；對(duì)第一混頻器輸出進(jìn)行頻帶限制的第一低通濾波器；對(duì)第一低通濾波器的輸出進(jìn)行限幅放大的第一限幅放大器；對(duì)FSK信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行混頻的第二混頻器；對(duì)第二混頻器的輸出進(jìn)行頻帶限制的第二低通濾波器；對(duì)第二低通濾波器的輸出進(jìn)行限幅放大的第二限幅放大器；對(duì)第一限幅放大器的輸出和第二限幅放大器的輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第一“異”電路；將第一“異”電路的輸出作為時(shí)鐘輸入并將第一限幅放大器的輸出作為D輸入的第一D觸發(fā)器電路；對(duì)第一“異”電路的輸出進(jìn)行反相后輸出的第一反相電路；將第一反相電路輸出作為時(shí)鐘輸入并將第二限幅放大器的輸出作為D輸入的第二D觸發(fā)器電路；對(duì)第一限幅放大器的輸出和第二D觸發(fā)器電路的Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第二“異”電路；對(duì)第二限幅放大器的輸出和第一D觸發(fā)器電路的Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第三“異”電路；對(duì)第二“異”電路和第三“異”電路的輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第四“異”電路。
又，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)也可有對(duì)第四“異”電路的輸出進(jìn)行頻帶限制的第三低通濾波器。
又，本發(fā)明也可作成取消第一反相電路、第二D觸發(fā)器電路、第二“異”電路和第三“異”電路的結(jié)構(gòu)。
又，本發(fā)明也可作成模擬處理數(shù)字電路進(jìn)行的處理的結(jié)構(gòu)。
又，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)也可設(shè)有將第一“異”電路的輸出進(jìn)行F/V(頻率-電壓)變換的F/V變換手段，以及對(duì)F/V變換手段的輸出與閾值的大小進(jìn)行判別的閾值判別電路。
本發(fā)明的直接變頻接收機(jī)還可這樣構(gòu)成即根據(jù)I、Q信號(hào)的正交性，由取入I信號(hào)符號(hào)變化點(diǎn)上的Q信號(hào)的符號(hào)，使Q信號(hào)相移90°后的信號(hào)與I信號(hào)的符號(hào)進(jìn)行比較，獲得第1解調(diào)結(jié)果；同樣，由取入Q信號(hào)符號(hào)變化點(diǎn)上的I信號(hào)的符號(hào)，使I信號(hào)相移90°后的信號(hào)與Q信號(hào)的符號(hào)進(jìn)行比較，獲得第2解調(diào)結(jié)果；將上述第1、第2解調(diào)結(jié)果經(jīng)過(guò)按優(yōu)先順序輸出解調(diào)結(jié)果的優(yōu)先信號(hào)判定手段，獲得最終解調(diào)結(jié)果。上述直接變頻接收機(jī)與已有結(jié)構(gòu)的相比，縮短了符號(hào)判別中產(chǎn)生的延遲時(shí)間。
按照本發(fā)明的上述結(jié)構(gòu)，用90°移相分配器對(duì)與接收到的FSK信號(hào)的載波信號(hào)頻率大致相等的本振輸出進(jìn)行移相，并分配成相互差90°相位的同相信號(hào)和正交信號(hào)，一路用第一混頻器對(duì)同相信號(hào)和FSK信號(hào)進(jìn)行混頻，并用第一低通濾波器進(jìn)行頻帶限制，獲得同相基帶信號(hào)(I信號(hào))，再經(jīng)第一限幅放大器形成數(shù)字I信號(hào)。又在另一路中，用第二混頻器對(duì)正交信號(hào)和FSK信號(hào)進(jìn)行混頻，并在第二低通濾波器中進(jìn)行頻帶限制，獲得正交基帶信號(hào)(Q信號(hào))后，經(jīng)第二限幅放大器形成數(shù)字Q信號(hào)。用第一“異”電路輸出數(shù)字化后的I信號(hào)和Q信號(hào)“異”運(yùn)算后的信號(hào)。
在第一D觸發(fā)器電路中，用第一“異”電路的輸出作為時(shí)鐘信號(hào)，保持并輸出數(shù)字I、Q信號(hào)從相同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)的I信號(hào)。
又在第二D觸發(fā)器電路中，用第一“異”電路的反相輸出作為時(shí)鐘信號(hào)，保持并輸出數(shù)字I、Q信號(hào)從不同符號(hào)變?yōu)橄嗤?hào)時(shí)的Q信號(hào)。
在第二、三、四“異”電路的組合中，當(dāng)數(shù)字I、Q信號(hào)從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)，若變化的是I信號(hào)，則判斷為I信號(hào)相位超前Q信號(hào)，第四“異”電路輸出為0，若不是，則輸出1。
又，當(dāng)I信號(hào)、Q信號(hào)從不同符號(hào)變?yōu)橥?hào)時(shí)，若變化后的是Q信號(hào)，則判斷為Q信號(hào)相位遲后I信號(hào)，第四“異”電路輸出為L(zhǎng)ow(0)，若不是，則輸出為High(1)。根據(jù)情況，用第三低通濾波器所得輸出的頻帶，濾除噪聲等引起的部分輸出變動(dòng)，從而能解調(diào)接收到的FSK信號(hào)。
本發(fā)明通過(guò)上述結(jié)構(gòu)，縮短了符號(hào)判別中的檢測(cè)延遲時(shí)間，所以能以更高的速率接收窄頻帶的FSK信號(hào)。而且，與已有技術(shù)的FSK接收機(jī)相比，本發(fā)明的接收機(jī)具有更高的靈敏度，且對(duì)于本振頻率漂移有較大的容許能力。
再有，本發(fā)明中的優(yōu)先信號(hào)判定手段適用于已有的2路結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中的解調(diào)信號(hào)合成部，因此能很容易獲得上述效果。
另外，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，能用數(shù)字信號(hào)處理電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，所以能容易將解調(diào)器整體集成電路化，同時(shí)使接收機(jī)小型化并省電。
下面結(jié)合附圖詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施例。
圖1為本發(fā)明第1實(shí)施例中的直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖2為上述實(shí)施例中的各部分波形圖；圖3為上述實(shí)施例中符號(hào)變化與解調(diào)輸出的對(duì)應(yīng)圖；圖4為本發(fā)明第2實(shí)施例中直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖5為第2實(shí)施例中各部分波形圖；圖6為本發(fā)明第3實(shí)施例中直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖7為第3實(shí)施例中各部分的波形圖；圖8為本發(fā)明第4實(shí)施例中直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖9為本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)的主要組成部分連線圖；圖10為本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)主要部分的波形圖；圖11表示本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)中作為主要部件的邊沿檢測(cè)手段結(jié)構(gòu)的電路系統(tǒng)圖；圖12表示本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)中作為主要部件的邊沿檢測(cè)手段的又一結(jié)構(gòu)電路系統(tǒng)圖；圖13為本發(fā)明第6實(shí)施例直接變頻接收機(jī)主要組成部分連線圖；圖14為本發(fā)明第7實(shí)施例直接變頻接收機(jī)的主要組成部分連線圖；圖15表示本發(fā)明第7實(shí)施例直接變頻接收機(jī)中作為主要部件的優(yōu)先信號(hào)判定手段結(jié)構(gòu)的電路系統(tǒng)圖；圖16為已有技術(shù)的直接變頻接收機(jī)的概示圖。
實(shí)施例1下面，參照


本發(fā)明第1實(shí)施例。
圖1中，101為FSK信號(hào)，102、103為混頻器，104為本地振蕩器(下面簡(jiǎn)稱為“本振”)，105為90°移相分配器，106、107為低通濾波器，108為I信號(hào)，109為Q信號(hào)，110、111為限幅放大器，112為數(shù)字化后的I信號(hào)，113為數(shù)字化后的Q信號(hào)，以上與已有技術(shù)例結(jié)構(gòu)相同。
114、115、116、117為輸出兩個(gè)輸入的“異”運(yùn)算結(jié)果的“異”電路、118、119為D觸發(fā)器電路，該電路在時(shí)鐘輸入信號(hào)上升時(shí)保持D輸入狀態(tài)并作為Q輸出；120為輸出輸入信號(hào)的反相信號(hào)的反相電路；121為濾除高頻成分的低通濾波器；122為解調(diào)輸出端。又，也可作成不設(shè)低通濾波器的結(jié)構(gòu)。
在如上構(gòu)成的直接變頻接收機(jī)中，從接收到的FSK信號(hào)101獲得數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的基本動(dòng)作與已有技術(shù)例的相同。
下面參照?qǐng)D2，說(shuō)明用所得的數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行解調(diào)的動(dòng)作。
用“異”電路114對(duì)數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行“異”運(yùn)算，然后一方面供給D觸發(fā)器電路118的時(shí)鐘輸入，另一方面供給反相電路120進(jìn)行反相運(yùn)算后，供給D觸發(fā)器電路119的時(shí)鐘輸入。
D觸發(fā)器電路118取數(shù)字I信號(hào)112作為D輸入，D觸發(fā)器電路119取數(shù)字Q信號(hào)113作為D輸入?！爱悺彪娐?14的輸出，當(dāng)數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)相同時(shí)為L(zhǎng)ow(0)，不同時(shí)為High(1)。因此，在D觸發(fā)器電路118中，當(dāng)數(shù)字I信號(hào)112與數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)，保持D輸入的數(shù)字I信號(hào)112并作為Q端輸出。又，在D觸發(fā)器電路119中，當(dāng)數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)從不同符號(hào)變?yōu)橄嗤?hào)時(shí)，保持D輸入的數(shù)字Q信號(hào)113并作為Q端輸出。
邏輯“異”電路115對(duì)D觸發(fā)器電路119的Q輸出和數(shù)字I信號(hào)進(jìn)行“異”運(yùn)算，并供給“異”電路117。而“異”電路116對(duì)D觸發(fā)器電路118的Q輸出和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行“異”運(yùn)算，然后供給“異”電路117。
這里，先說(shuō)明數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)開(kāi)始從相同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)的動(dòng)作。
此時(shí)，能判斷為符號(hào)變化的信號(hào)方，其相位超前。因數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)從相同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)，所以“異”電路114的輸出變成1，D觸發(fā)器電路118的時(shí)鐘輸入上升，作為D輸入的數(shù)字I信號(hào)112從Q端輸出。這里，D觸發(fā)器118的時(shí)鐘輸入的上升時(shí)間，與數(shù)字I、Q信號(hào)發(fā)生符號(hào)變化的時(shí)間相比，存在“異”電路114中產(chǎn)生的延遲，所以D輸入的變化與鎖存時(shí)間不會(huì)同時(shí)出現(xiàn)，Q端輸出數(shù)字I、Q信號(hào)變?yōu)椴煌?hào)后的數(shù)字I信號(hào)的符號(hào)。因此，“異”電路116因?qū)ψ優(yōu)榉?hào)不同后的數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行“異”運(yùn)算，所以其輸出變?yōu)?。再有，D觸發(fā)器電路119因時(shí)鐘未出現(xiàn)上升而仍舊保持同符號(hào)時(shí)的Q輸出。因此，“異”電路115根據(jù)從相同符號(hào)變化為不同符號(hào)時(shí)，變化的是數(shù)字I信號(hào)112還是數(shù)字Q信號(hào)113，而輸出不同。若變化的是數(shù)字I信號(hào)，則因“異”電路115的輸入為不同符號(hào)，所以輸出為1。相反，若變化了的是數(shù)字Q信號(hào)，“異”電路115的輸入信號(hào)因仍舊為同符號(hào)時(shí)的那樣雙方都未變化，所以其輸出如下文所述，成為0。
從上述可見(jiàn)，從同符號(hào)變化為不同符號(hào)的是數(shù)字I信號(hào)時(shí)，“異”電路117的輸入都為1，其輸出為0。這種情況與I信號(hào)相位超前Q信號(hào)時(shí)的輸出相一致。再，變化了的是數(shù)字Q信號(hào)時(shí)，“異”電路117的輸入變成1和0，其輸出為1。這種情況與Q信號(hào)相位超前I信號(hào)時(shí)的數(shù)據(jù)相一致。
下面說(shuō)明數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)從不同符號(hào)變?yōu)橄嗤?hào)時(shí)的動(dòng)作。
此時(shí)能判斷為符號(hào)變化的信號(hào)方，其相位遲后。“異”電路114因符號(hào)從不同變?yōu)橄嗤敵鰹?，經(jīng)過(guò)反相電路120，D觸發(fā)器電路119的時(shí)鐘輸入上升，因而D端輸入的數(shù)字Q信號(hào)113作為Q端輸出。所以，在“異”電路115中，對(duì)構(gòu)成同符號(hào)的數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行“異”運(yùn)算，其輸出為0。在D觸發(fā)器電路118中，因時(shí)鐘未上升而Q端保持其原先不同符號(hào)時(shí)的輸出。所以，“異”電路116根據(jù)從不同符號(hào)變化成相同符號(hào)的是數(shù)字I信號(hào)112還是數(shù)字Q信號(hào)113，而有不同的輸出。若變化的是數(shù)字I信號(hào)，“異”電路116因其輸入信號(hào)仍為不同符號(hào)時(shí)的那樣兩方都未變化，所以其輸出如先前所述仍為1。反之，若變化的是Q信號(hào)，則“異”電路116的輸入為相同符號(hào)，輸出為0，由上可見(jiàn)，從不同符號(hào)變?yōu)橄嗤?hào)的是I信號(hào)時(shí)，“異”電路117的輸入一為0，一為1，所以輸出為1。這種情況與I信號(hào)相位遲后Q信號(hào)時(shí)的數(shù)據(jù)一致。若變化的是數(shù)字Q信號(hào)，則“異”電路117的輸入都為0，其輸出為0。這種情況與Q信號(hào)相位遲后I信號(hào)時(shí)的數(shù)據(jù)一致。
下面說(shuō)明因噪聲等的影響而使數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113兩者同時(shí)變化時(shí)的動(dòng)作。數(shù)字I、Q兩信號(hào)同時(shí)變化時(shí)，因“異”電路114的輸出未變化，所在D觸發(fā)器電路118、119的Q輸出也未變化?！爱悺彪娖?15、116因數(shù)字I、Q信號(hào)都變化而都反轉(zhuǎn)，但“異”電路117的輸出未變化。這樣，若在數(shù)字I信號(hào)、Q信號(hào)同時(shí)發(fā)生變化的情況下，則仍保持變化前的狀態(tài)。
如上那樣，“異”電路117的輸出，當(dāng)數(shù)字I信號(hào)112的相位超前數(shù)字Q信號(hào)113時(shí)為0，遲后時(shí)為1，通過(guò)低通濾波器121濾除噪聲引起的部分變動(dòng)，從而獲得解調(diào)輸出122。圖3為數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的符號(hào)變化與解調(diào)輸出的對(duì)應(yīng)關(guān)系圖。
如上所述，按照本實(shí)施例，由于用數(shù)字I信號(hào)和數(shù)字Q信號(hào)的符號(hào)從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)、或從不同符號(hào)變?yōu)橥?hào)時(shí)的值獲得解調(diào)輸出，所以與已有技術(shù)例相比增加了每一符號(hào)的數(shù)據(jù)判別次數(shù)，減小了判別原數(shù)據(jù)變化點(diǎn)的延遲，并且因減少了噪聲等引起數(shù)據(jù)變動(dòng)的影響，從而能提高調(diào)制指數(shù)低時(shí)FSK信號(hào)的接收靈敏度。
雖然本實(shí)施例是以I信號(hào)相位超前Q信號(hào)時(shí)為0，遲后時(shí)為1進(jìn)行了說(shuō)明，但不限于此，很容易類推到，在1和0的定義相反時(shí)，只要在“異”電路117與低通濾波器121之間設(shè)一反相電路就可以了。
實(shí)施例2下面參照

本發(fā)明第2實(shí)施例。
圖4中，與圖1結(jié)構(gòu)不同點(diǎn)在于，除去了“異”電路115、116，D觸發(fā)器電路119和反相電路120，“異”電路117的一輸入端是數(shù)字Q信號(hào)113，而另一輸入端是D觸發(fā)器電路118的Q輸出，并且設(shè)有為濾除低通濾波器121輸出中DC成分的高通濾波器401。高通濾波器201，在本實(shí)施例中是由電容器402和電阻403構(gòu)成的RC濾波器。其它結(jié)構(gòu)部分與圖1的相同。
下面說(shuō)明上述結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中用數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行解調(diào)的動(dòng)作。
“異”電路114對(duì)數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113進(jìn)行“異”運(yùn)算，當(dāng)數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)同符號(hào)時(shí)輸出0，不同符號(hào)時(shí)輸出1。在D觸發(fā)器電路118中，“異”電路114的輸出作為時(shí)鐘輸入，且數(shù)字I、Q信號(hào)112、113的符號(hào)從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)時(shí)鐘上升，并將此時(shí)的數(shù)字I信號(hào)112作為D輸入進(jìn)行保持，再輸出到Q輸出端上。
數(shù)字I信號(hào)112與數(shù)字Q信號(hào)113從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)，“異”電路117的兩輸入相互必定是不同的符號(hào)，其輸出為1。接著，數(shù)字I、O信號(hào)從不同符號(hào)變成同符號(hào)時(shí)，若變化的是數(shù)字I信號(hào)112，則因“異”電路117的兩輸入未變化，仍為不同符號(hào)，輸出仍為1。若變化的是數(shù)字Q信號(hào)113，則“異”電路117的兩輸入從不同符號(hào)變成同符號(hào)，輸出為0。因此，“異”電路117的輸出如圖5(117)所示，并通過(guò)低通濾波器121積分和高通濾波器201濾除DC分量，獲得如圖5(122)所示的解調(diào)輸出。
如上所述，按照本實(shí)施例，由于用數(shù)字I、Q信號(hào)和兩符號(hào)從同符號(hào)變成不同符號(hào)時(shí)的數(shù)字I信號(hào)的符號(hào)獲得解調(diào)輸出，所以比已有技術(shù)例增加了每一符號(hào)的數(shù)據(jù)判別次數(shù)，從而減小了判別原數(shù)據(jù)變化點(diǎn)的延遲，并且由于減小了噪聲引起的數(shù)據(jù)變動(dòng)，從而能提高接收靈敏度。但在本實(shí)施例中，每一符號(hào)的數(shù)據(jù)判別次數(shù)為實(shí)施例1的一半，且只要是調(diào)制指數(shù)高到某種程度的FSK信號(hào)就能可靠接收，還能減少電路結(jié)構(gòu)的元件。
在本實(shí)施例中，雖作成取消D觸發(fā)器電路119的結(jié)構(gòu)，但并不限于此，也可取消D觸發(fā)器電路118而用D觸發(fā)器電路119來(lái)取代，并將D觸發(fā)器電路119的Q輸出加給“異”電路117的一輸入端，將數(shù)字I信號(hào)112加給另一輸入端，再設(shè)置使“異”電路117輸出反相的反相電路。
又，在本實(shí)施例中，雖用“異”電路114的輸出作為D觸發(fā)器電路的時(shí)鐘輸入，但并不限于此，也可作成這樣的結(jié)構(gòu)，即設(shè)置使“異”電路114輸出反相后作為時(shí)鐘供給的反相電路，且D觸發(fā)器電路保持?jǐn)?shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113從不同符號(hào)變?yōu)橥?hào)時(shí)的D輸入，并將其作為Q輸出。
實(shí)施例3下面參照

本發(fā)明第3實(shí)施例。
圖6中，101為FSK信號(hào)，102、103為混頻器，104為本振，105為90°移相分配器，106、107為低通濾波器，108為I信號(hào)，109為Q信號(hào)，以上結(jié)構(gòu)與圖1的相同。
601、602、603、604為兩輸入信號(hào)相乘后輸出的模擬乘法器，605為保持輸出控制信號(hào)極性從負(fù)變?yōu)檎龝r(shí)的輸入信號(hào)的保持手段，606為保持輸出控制信號(hào)極性從正變?yōu)樨?fù)時(shí)的輸入信號(hào)的保持手段，607、608、609為將輸入信號(hào)延遲相當(dāng)于接收的FSK信號(hào)101移頻 相位的時(shí)間的延遲電路，610為濾除高頻成分的低通濾波器。
參照?qǐng)D7說(shuō)明上述結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中使用I信號(hào)108和Q信號(hào)109進(jìn)行解調(diào)的動(dòng)作。
I信號(hào)和Q信號(hào)，頻率都等于接收的FSK信號(hào)101的移頻，相位相互差90°，通過(guò)在模擬乘法器601中將I、Q信號(hào)相乘，其輸出端上獲得2倍移頻的頻率。延遲器607延遲一段相當(dāng)于所得2倍頻率信號(hào) 相位的時(shí)間，也即相當(dāng)于接收的FSK信號(hào)101移頻 相位的時(shí)間。保持手段605將延遲器607延遲的信號(hào)作為控制信號(hào)輸入，并保持控制信號(hào)的極性從負(fù)變正時(shí)的I信號(hào)108，加給模擬乘法器603。另一方面，保持手段606將延遲器607延遲的信號(hào)作為控制信號(hào)輸入，并保持控制信號(hào)的極性從正變負(fù)時(shí)的Q信號(hào)109，加給模擬乘法器602。模擬乘法器602將由延遲器608延遲與延遲器607相同時(shí)間的I信號(hào)和保持手段606的輸出相乘。另一方面，模擬乘法器603將由延遲器609延遲與延遲器607相同時(shí)間的Q信號(hào)和保持手段605的輸出相乘。模擬乘法器604將模擬乘法器602的輸出和模擬乘法器603的輸出相乘，經(jīng)低通濾波器610濾除高頻成分獲得解調(diào)輸出122。
如上所述，按照本實(shí)施例，由于模擬處理實(shí)施例1中數(shù)字電路進(jìn)行的解調(diào)動(dòng)作，所以可不用限幅放大器110、111。
實(shí)施例4下面參照

本發(fā)明第4實(shí)施例。
圖8中，102、103為混頻器，104為本振，105為90°移相分配器，106、107為低通濾波器，108為I信號(hào)，109為Q信號(hào)，110、111為限幅放大器，112為數(shù)字化了的I信號(hào)，113為數(shù)字化了的Q信號(hào)，121為低通濾波器，114、115、116、117為“異”電路，118、119為D觸發(fā)器電路，120是反相電路，122為解調(diào)輸出，以上結(jié)構(gòu)與圖1的一樣。
與圖1不同點(diǎn)在于，相對(duì)于4值FSK信號(hào)801設(shè)有輸出與“異”電路114輸出信號(hào)頻率成比例的電壓的頻率電壓變換手段(F/V變換手段)802，以及對(duì)F/V變換手段802的輸出進(jìn)行閾值判別的閾值判別電路803。
F/V變換手段802如由檢測(cè)輸入信號(hào)上升、下降沿的邊沿檢測(cè)電路804，位于邊沿檢測(cè)部的產(chǎn)生一定時(shí)間寬度脈沖的脈沖波發(fā)生電路805，和對(duì)所得脈沖波積分的低通濾波器806等構(gòu)成。邊沿檢測(cè)電路804可用如對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行微小時(shí)間延遲的延遲電路807和“異”電路808構(gòu)成。
在上述結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中，通過(guò)從接收的4值FSK信號(hào)801判別移頻(頻率偏移)方向，即判別移頻是在載頻的正側(cè)還是負(fù)側(cè)，來(lái)解調(diào)1位(bit)數(shù)據(jù)。該解調(diào)的動(dòng)作，與實(shí)施例1的一樣。下面說(shuō)明判別接收的4值FSK信號(hào)移頻，對(duì)剩下的另1位數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)的動(dòng)作。
與實(shí)施例1一樣，所得數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113的頻率相同，相位相差90°?！爱悺彪娐?14利用“異”運(yùn)算，等價(jià)進(jìn)行數(shù)字I信號(hào)112和數(shù)字Q信號(hào)113相乘的運(yùn)算，其輸出中含有FSK信號(hào)801 2倍移頻的頻率成分。因此，通過(guò)用F/V變換手段802將移頻量變換成電壓，用閾值判別電路803對(duì)移頻量進(jìn)行閾值判別，從而獲得對(duì)應(yīng)于移頻量的1位解調(diào)輸出809。
下面說(shuō)明F/V變換手段802的動(dòng)作?！爱悺彪娐?14的輸出一方面經(jīng)延遲電路807延遲微小時(shí)間后供給“異”電路808、另一方面直接供給“異”電路808?！爱悺彪娐?08在“異”電路114輸出符號(hào)變化時(shí)輸出微小時(shí)間的1。也即檢測(cè)“異”電路114輸出的邊沿。脈沖波發(fā)生電路805在檢測(cè)到邊沿時(shí)刻上產(chǎn)生一定時(shí)間寬度的脈沖，經(jīng)低通濾波器806積分，獲得與脈沖波密度成比例的電壓。因此，“異”電路114輸出的頻率變換成電壓。
如上所述，按照本實(shí)施例，通過(guò)對(duì)應(yīng)于移頻方向的1位數(shù)據(jù)判定和對(duì)應(yīng)于移頻量的1位數(shù)據(jù)解調(diào)，能夠?qū)?值FSK信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
在本實(shí)施例中，雖然說(shuō)明了4值FSK信號(hào)的解調(diào)，但不限于此，很容易類推到，只要變更閾值判定電路就能進(jìn)行多值FSK信號(hào)的解調(diào)。
按照如上所述的本發(fā)明，由于用數(shù)字化了的I、Q信號(hào)從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)或從不同符號(hào)變?yōu)橥?hào)時(shí)的值獲得解調(diào)輸出，所以比已有技術(shù)增加每一符號(hào)的數(shù)據(jù)判別次數(shù)，減小了判別原有數(shù)據(jù)變化點(diǎn)的延遲，且因減小了噪聲引起數(shù)據(jù)變動(dòng)的影響，所以能提高接收調(diào)制指數(shù)低的FSK信號(hào)時(shí)的接收靈敏度。
實(shí)施例5下面，參照?qǐng)D9、圖10說(shuō)明本發(fā)明第5實(shí)施例。圖9為本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)的主要部分電路系統(tǒng)圖。
圖9中，1是天線，2是被接收信號(hào)的放大器，3是放大器2振幅放大后的FSK信號(hào)，4是產(chǎn)生與接收FSK信號(hào)3載波大致相等頻率的本振信號(hào)5的本地振蕩器(簡(jiǎn)稱本振”)，6是對(duì)本振信號(hào)5相移90°的90°移相器，7是對(duì)接收FSK信號(hào)3和本振信號(hào)5的輸出信號(hào)進(jìn)行混頻的第1信號(hào)混頻手段，8是對(duì)接收FSK信號(hào)3和90度移相器6的輸出信號(hào)進(jìn)行混頻的第2信號(hào)混頻手段，9、10是限制第1、2信號(hào)混頻手段7、8輸出信號(hào)頻帶僅提取所需要的FSK調(diào)制分量的低通濾波器，11、12是經(jīng)低通濾波器9、10提取后的I、Q基帶信號(hào)，13、14是將I、Q基帶信號(hào)11、12二值化后輸出信號(hào)15、16的第1、2限幅放大器，17是檢測(cè)信號(hào)16的符號(hào)變化點(diǎn)的第1邊沿檢測(cè)手段，18是輸出信號(hào)19的D型觸發(fā)器，它將信號(hào)15作為其數(shù)據(jù)輸入，而將邊沿檢測(cè)手段17的檢測(cè)信號(hào)作為其時(shí)鐘輸入，20是從信號(hào)19和信號(hào)16“異”運(yùn)算獲得解調(diào)結(jié)果21的第1″異″運(yùn)算電路。
圖10中，(a)為發(fā)送信號(hào)，(b)-(g)為在上述結(jié)構(gòu)接收機(jī)內(nèi)部解調(diào)過(guò)程中的各信號(hào)波形例，分別對(duì)應(yīng)于圖9中所示的(b)-(g)點(diǎn)。
下面說(shuō)明上述結(jié)構(gòu)中的動(dòng)作。
首先，放大器2放大接收天線1接收到的FSK調(diào)制信號(hào)的振幅，供給混頻器7、8。這里，第1本振4產(chǎn)生的與FSK調(diào)制信號(hào)載波大致相等頻率的本振信號(hào)5在混頻器7中與FSK信號(hào)一同混頻后，經(jīng)低通濾波器9限制頻帶，獲得僅包含F(xiàn)SK調(diào)制分量的信號(hào)11。
該信號(hào)11通常稱為I信號(hào)。再有本振信號(hào)5經(jīng)90度移相器6相移90度后，同樣用混頻器8與FSK調(diào)制信號(hào)3混頻，經(jīng)低通濾波器10限制頻帶，獲得具有與信號(hào)11相同的FSK調(diào)制分量的信號(hào)12。通常信號(hào)12稱為Q信號(hào)。
圖10(a)為發(fā)送信號(hào)，圖10(b)、10(c)分別為I信號(hào)11、Q信號(hào)12的信號(hào)波形例。已知I信號(hào)11和Q信號(hào)12相位相互正交，它們的相位滯后關(guān)系具有隨發(fā)送信號(hào)的符號(hào)變化而反轉(zhuǎn)的特性。
I信號(hào)11和上述Q信號(hào)12相位正交。因此，它們的二值化后的信號(hào)15、16(圖10(d)(e))通常也保持90°的相位差，信號(hào)16的符號(hào)變化點(diǎn)，與上述信號(hào)15的符號(hào)變化點(diǎn)相比，在偏離90°的時(shí)刻上發(fā)生。因此，通過(guò)在信號(hào)16的符號(hào)變化點(diǎn)上取入信號(hào)15的符號(hào)，可得信號(hào)15的虛擬90°相位滯后的二值信號(hào)19。也即，邊沿檢測(cè)手段17檢測(cè)信號(hào)16符號(hào)變化點(diǎn)時(shí)產(chǎn)生窄脈沖，作為第1觸發(fā)器18的時(shí)鐘信號(hào)，借此在信號(hào)16的符號(hào)變化點(diǎn)上取入信號(hào)15作為輸出，從而獲得信號(hào)15的虛擬90度相位滯后信號(hào)19。
這里，在Q信號(hào)12比I信號(hào)11滯后90度時(shí)，將信號(hào)15的90度滯后信號(hào)19(圖10(f))與信號(hào)16構(gòu)成同相，這樣在第1“異”運(yùn)算電路20中的相位比較結(jié)果21(圖10(g)為零。反之，在Q信號(hào)12比I信號(hào)11超前90度時(shí)，信號(hào)16比將信號(hào)15延遲90度的信號(hào)19超前180度，兩者反相，所以此時(shí)第1“異”運(yùn)算電路20中的相位比較結(jié)果21為1。通過(guò)這些運(yùn)算，能檢測(cè)因發(fā)送數(shù)據(jù)符號(hào)變化產(chǎn)生的I、Q信號(hào)間的相位關(guān)系，如上所述，該結(jié)果能檢測(cè)發(fā)送信號(hào)的符號(hào)變化，也即能進(jìn)行解調(diào)。
下面，參照?qǐng)D11、圖12說(shuō)明用于接收機(jī)結(jié)構(gòu)的邊沿檢測(cè)手段17的具體電路例。
圖11為邊沿檢測(cè)手段17的第1實(shí)施例電路圖。
圖11中，40為“異”運(yùn)算電路，41為電阻元件，42為電容元件?！爱悺边\(yùn)算電路40的兩輸入端中，一端加邊沿檢測(cè)手段17的輸入信號(hào)，另一端經(jīng)電容元件42接地?！爱悺边\(yùn)算電路40的輸入端之間設(shè)有電阻元件41，它與電容42構(gòu)成信號(hào)延遲電路。按照該結(jié)構(gòu)，當(dāng)邊沿檢測(cè)手段17的輸入信號(hào)發(fā)生符號(hào)變化時(shí)，則由電阻元件41和電容元件42延遲的信號(hào)加給“異”運(yùn)算電路40設(shè)有電阻和電容元件的輸入端，而另一輸入端上符號(hào)變化不會(huì)產(chǎn)生延遲。
因此，在延遲時(shí)間中，上述“異”運(yùn)算電路40的兩輸入端符號(hào)不同，從而產(chǎn)生邊沿檢出的信號(hào)。
圖12為邊沿檢測(cè)手段第2實(shí)施例的電路圖。
圖12中，43為“異”運(yùn)算電路，42為偶數(shù)個(gè)信號(hào)反相電路。圖12實(shí)施例用偶數(shù)個(gè)信號(hào)反相電路42替換了圖11中的邊沿檢測(cè)手段17中由電阻和電容元件構(gòu)成的延遲電路，其動(dòng)作與圖11結(jié)構(gòu)例的相同。
通常由集成電路構(gòu)成電容元件往往比較困難，所以采用圖12的邊沿檢測(cè)手段容易集成電路化。
實(shí)施例6下面，參照?qǐng)D13說(shuō)明本發(fā)明第6實(shí)施例。圖13為本發(fā)明第6實(shí)施例直接變頻接收機(jī)主要部分的電路系統(tǒng)圖。
圖13中，1是天線，2是接收信號(hào)的放大器，3是經(jīng)放大器2振幅放大后的接收FSK信號(hào)，4是產(chǎn)生本振信號(hào)5的本地振蕩器，該信號(hào)5的頻率與接收FSK信號(hào)3載波頻率大致相等。6是將本振信號(hào)5的相位相移90度的90度移相器，7是對(duì)接收信號(hào)3和本振信號(hào)5的輸出信號(hào)進(jìn)行混頻的第1信號(hào)混頻手段，8是將接收FSK信號(hào)3與90度移相器6的輸出信號(hào)相混頻的第2信號(hào)混頻手段，9、10是限制第1、2信號(hào)混頻手段7、8輸出信號(hào)頻帶并僅提取所需FSK調(diào)制分量的低通濾波器，11、12為經(jīng)低通濾波器輸出的I、Q基帶信號(hào)，13、14是輸出將I、Q基帶信號(hào)11、12二值化后的信號(hào)15、16的第1、2限幅放大器，17是檢測(cè)信號(hào)16的符號(hào)變化點(diǎn)的第1邊沿檢測(cè)手段，18是將信號(hào)15作為數(shù)據(jù)輸入將邊沿檢測(cè)手段17的檢測(cè)信號(hào)作為時(shí)鐘輸入并輸出信號(hào)19的D型觸發(fā)器，20是根據(jù)信號(hào)19和信號(hào)16的“異”運(yùn)算獲得解調(diào)結(jié)果21的第1“異”運(yùn)算電路，上面的結(jié)構(gòu)與圖9的相同。
圖13中與圖9的不同點(diǎn)在于新設(shè)有檢測(cè)信號(hào)15符號(hào)變化點(diǎn)的第2邊沿檢測(cè)手段23；將信號(hào)16作為數(shù)據(jù)輸入將第2邊沿檢測(cè)手段23的輸出信號(hào)作為時(shí)鐘輸入的D型觸發(fā)器24；獲得D型觸發(fā)器24輸出信號(hào)和信號(hào)15的“異”運(yùn)算結(jié)果27的第2“異”運(yùn)算電路；將信號(hào)21作為“+”輸入、信號(hào)27作為“-”輸入，獲得最終解調(diào)結(jié)果29的加減運(yùn)算電路28。
圖13所示第6實(shí)施例的解調(diào)動(dòng)作大致與圖9結(jié)構(gòu)的相同，下面，用圖10說(shuō)明其不同點(diǎn)。
在第5實(shí)施例中，由于用D型觸發(fā)器18檢測(cè)Q信號(hào)(圖10(e))符號(hào)變化點(diǎn)上的I信號(hào)(圖10(d))的符號(hào)，所以能獲得將I信號(hào)(圖10(d))虛擬延遲90度的信號(hào)(圖10(f))，通過(guò)與Q信號(hào)(圖10(e))比較獲得解調(diào)結(jié)果(圖10(g))。
也即，在圖9結(jié)構(gòu)中僅檢測(cè)Q信號(hào)符號(hào)變化點(diǎn)上的I信號(hào)和Q信號(hào)的相位關(guān)系。這當(dāng)中，I信號(hào)和Q信號(hào)是相位相差90度的同一頻率的信號(hào)，因而能通過(guò)將第5實(shí)施例中所述的I信號(hào)和Q信號(hào)交錯(cuò)，在I信號(hào)符號(hào)變化點(diǎn)上檢測(cè)I信號(hào)和Q信號(hào)的相位關(guān)系。這樣，能夠檢測(cè)I信號(hào)和Q信號(hào)交互產(chǎn)生的符號(hào)變化點(diǎn)上的各個(gè)相位關(guān)系，因此可使相位檢測(cè)中的延遲時(shí)間減少約一半。
圖13構(gòu)成中，除第5實(shí)施例中的動(dòng)作外，還有，邊沿檢測(cè)手段23檢測(cè)到I信號(hào)11的符號(hào)變化點(diǎn)時(shí)產(chǎn)生窄脈沖，作為第2觸發(fā)器24的時(shí)鐘輸入，在二值化的I信號(hào)15(圖10(d))的符號(hào)變化點(diǎn)上取入二值化后的Q信號(hào)16(圖10(e))作為輸出，從而獲得將信號(hào)16(圖10(e))虛擬延遲90度的信號(hào)25(圖10(h))。然后，用信號(hào)25(圖10(h))和信號(hào)15(圖10(d))的“異”運(yùn)算電路26進(jìn)行符號(hào)比較，獲得第2解調(diào)結(jié)果27(圖10(i))。
也即，Q信號(hào)12比I信號(hào)11滯后90度時(shí)，將Q信號(hào)12二值化后的信號(hào)16虛擬延遲90度，形成信號(hào)25，它比將I信號(hào)11二值化后的信號(hào)15延遲180度，相位相反，在第2“異”運(yùn)算電路26中的相位比較結(jié)果27為1。
反之，在Q信號(hào)12比I信號(hào)11超前90度時(shí)，將信號(hào)11延遲90度的信號(hào)與信號(hào)16同相，此時(shí)，第2“異”運(yùn)算電路26中的相位比較結(jié)果27為零。通過(guò)這些運(yùn)算，能檢測(cè)隨發(fā)送數(shù)據(jù)符號(hào)變化的I、Q信號(hào)間的相位關(guān)系。
然而，由此獲得的第2解調(diào)結(jié)果27中的正負(fù)關(guān)系與第1解調(diào)結(jié)果21相反，因此在加減運(yùn)算電路28中取相反符號(hào)后合成，獲得最終解調(diào)結(jié)果29(圖10(j))。
用上述結(jié)構(gòu)進(jìn)行解調(diào)，在I信號(hào)11和Q信號(hào)12交互發(fā)生的符號(hào)變化點(diǎn)上不斷更新解調(diào)結(jié)果，因此與實(shí)施例1中情況相比，I信號(hào)11和Q信號(hào)12中的相位檢測(cè)次數(shù)大約增加一倍，所以解調(diào)中的相位檢測(cè)延遲、即解調(diào)誤差大致減少一半。
由于解調(diào)誤差的減少關(guān)系到直接接收靈敏度的提高，所以能改善接收靈敏度。再有，因減小了解調(diào)中相位檢測(cè)的延遲量，從而能接收高速率的FSK信號(hào)。
實(shí)施例7下面，參照?qǐng)D14說(shuō)明本發(fā)明第7實(shí)施例。圖14為采用本發(fā)明第7實(shí)施例FSK解調(diào)器的接收機(jī)主要部分電路系統(tǒng)圖。
圖14中，1為天線，2為接收信號(hào)的放大器，3是經(jīng)放大器2振幅放大后的接收FSK信號(hào)，4是產(chǎn)生本振信號(hào)5的本地振蕩器，該信號(hào)頻率與接收FSK信號(hào)3的載波頻率大致相等，6是將本振信號(hào)5相移90度的90度移相器，7是對(duì)接收FSK信號(hào)3和本振信號(hào)5的輸出信號(hào)混頻的第1混頻手段，8是對(duì)接收FSK信號(hào)3和90度移相器6的輸出信號(hào)混頻的第2混頻手段，9、10是限制第1、2混頻手段7、8輸出信號(hào)帶寬僅輸出所需FSK調(diào)制分量的低通濾波器，11、12是低通濾波器9、10輸出的I、Q基帶信號(hào)，13、14是輸出將I、Q基帶信號(hào)11、12二值化后的信號(hào)15、16的第1、2限幅放大器，17是檢測(cè)信號(hào)16符號(hào)變化點(diǎn)的第1邊沿檢測(cè)手段，18是將信號(hào)15作為數(shù)據(jù)輸入將邊沿檢測(cè)手段17的檢測(cè)信號(hào)作為時(shí)鐘輸入并輸出信號(hào)19的第1D型觸發(fā)器，20是利用信號(hào)19和信號(hào)16的“異”運(yùn)算獲得第1解調(diào)結(jié)果21的第1“異”運(yùn)算電路，23是檢測(cè)信號(hào)15中符號(hào)變化點(diǎn)的第2邊沿檢測(cè)手段，24是將信號(hào)16作為數(shù)據(jù)輸入將第2邊沿檢測(cè)手段23的輸出信號(hào)作為時(shí)鐘輸入的第2D型觸發(fā)器，26是對(duì)第2D型觸發(fā)器24的輸出信號(hào)25和信號(hào)15進(jìn)行“異”運(yùn)算后獲得第2解調(diào)結(jié)果27的第2“異”運(yùn)算電路，以上結(jié)構(gòu)與圖13的相同。
圖14結(jié)構(gòu)中與圖13結(jié)構(gòu)的不同點(diǎn)在于，代替加減運(yùn)算電路28的有將第2解調(diào)結(jié)果27的符號(hào)反相的符號(hào)反相電路30，和按照第1解調(diào)結(jié)果21和符號(hào)反相電路30的輸出信號(hào)中優(yōu)先(早到)順序輸出信號(hào)的優(yōu)先(早到)信號(hào)判定手段31，而且獲得最終解調(diào)結(jié)果32。
圖14所示第7實(shí)施例中的解調(diào)動(dòng)作大體上與圖13結(jié)構(gòu)相同，下面用圖10說(shuō)明其不同點(diǎn)。
如第6實(shí)施例中說(shuō)明的那樣，第1解調(diào)結(jié)果21(圖10(g))和第2解調(diào)結(jié)果27(圖10(i)反相，在此，用上述符號(hào)反相電路30將第2解調(diào)結(jié)果27反相，使之具有一致性，并隨同第1解調(diào)結(jié)果21加給優(yōu)先信號(hào)判定手段31。第1解調(diào)結(jié)果和第2解調(diào)結(jié)果會(huì)使解調(diào)結(jié)果交替變化，所以發(fā)送信號(hào)中符號(hào)變化時(shí)，先檢測(cè)一個(gè)，再檢測(cè)另一個(gè)。因此，在發(fā)送符號(hào)變化后僅檢測(cè)第1、2解調(diào)結(jié)果中的一個(gè)時(shí)，因解調(diào)結(jié)果相反而在第6實(shí)施例最終解調(diào)結(jié)果中出現(xiàn)符號(hào)不確定區(qū)域。
設(shè)置優(yōu)先信號(hào)判定手段31是為了抑制在上述解調(diào)結(jié)果中產(chǎn)生符號(hào)不確定區(qū)，當(dāng)兩輸入信號(hào)符號(hào)相同時(shí)輸出與輸入信號(hào)相同符號(hào)的信號(hào)。然而當(dāng)兩輸入信號(hào)中一個(gè)符號(hào)發(fā)生變化時(shí)，則檢測(cè)到符號(hào)變化的信號(hào)占先使輸出符號(hào)變化。通過(guò)這一動(dòng)作使圖10(j)所示第6實(shí)施例獲得的最終解調(diào)結(jié)果符號(hào)變化點(diǎn)上的符號(hào)不確定區(qū)消失，因而減小了解調(diào)結(jié)果中的判定延遲。
圖15是優(yōu)先信號(hào)判定手段31具體電路結(jié)構(gòu)實(shí)施例。
圖15中，45是將優(yōu)先信號(hào)判定手段的兩輸入信號(hào)作為輸入信號(hào)、對(duì)任一個(gè)輸入信號(hào)中的符號(hào)變化進(jìn)行檢測(cè)的“異”運(yùn)算電路，46是對(duì)“異”運(yùn)算電路45的輸出信號(hào)進(jìn)行反相的符號(hào)反相電路，47是將優(yōu)先信號(hào)判定手段31的兩輸入信號(hào)中的任一個(gè)作為數(shù)據(jù)輸入而將符號(hào)反相電路46的輸出信號(hào)作為時(shí)鐘輸入的D型觸發(fā)器，48是將“異”運(yùn)算電路45的輸出信號(hào)作為一輸入的“異”運(yùn)算電路，它用于當(dāng)檢測(cè)出優(yōu)先信號(hào)判定手段31兩輸入信號(hào)中任一個(gè)符號(hào)變化時(shí)將D型觸發(fā)器47的輸出信號(hào)反相。
圖15所示(g)、(i)信號(hào)，如上所述，一個(gè)信號(hào)接著另一個(gè)信號(hào)發(fā)生符號(hào)變化。圖15中，圖示了(g)信號(hào)符號(hào)變化后(i)信號(hào)符號(hào)發(fā)生變化時(shí)的情況。下面按照(g)、(i)信號(hào)的變化順序說(shuō)明動(dòng)作。
1)接在(g)信號(hào)符號(hào)之后(i)信號(hào)變化時(shí)，“異”運(yùn)算電路45的輸出信號(hào)(k)變成0，符號(hào)反相電路46的輸出信號(hào)變成1。此時(shí)D型觸發(fā)器47因時(shí)鐘輸入端上輸入上升脈沖而輸出數(shù)據(jù)輸入的符號(hào)作為輸出信號(hào)(l)。然后，由于“異”運(yùn)算電路48的輸入信號(hào)(k)為0，其輸出信號(hào)(m)中輸出與輸入信號(hào)(l)相同符號(hào)的信號(hào)。也就是說(shuō)與輸入(g)和(i)符號(hào)相同。
2)僅發(fā)生(g)信號(hào)符號(hào)變化時(shí)，“異”45的輸出信號(hào)(k)變?yōu)?，而“異”運(yùn)算電路48輸出與輸入信號(hào)(l)的符號(hào)相反的信號(hào)。也就是說(shuō)與變化后的(g)信號(hào)符號(hào)相同。接在(g)信號(hào)之后發(fā)生(i)信號(hào)變化的情況如1)中所述。
根據(jù)以上動(dòng)作，輸出(g)、(i)信號(hào)中先變化的信號(hào)的符號(hào)。因此，圖15(m)中所示優(yōu)先信號(hào)判定手段31的輸出信號(hào)由于不存在圖10(j)所示解調(diào)結(jié)果中的符號(hào)不確定區(qū)，所以解調(diào)結(jié)果中的解調(diào)誤差也小。
在接收調(diào)制指數(shù)5以上速度比較慢的FSK信號(hào)情況下，第6、第7實(shí)施例所述結(jié)構(gòu)在性能上沒(méi)有大的差別。然而，在接收像調(diào)制指數(shù)在3以下的高速FSK信號(hào)時(shí)，若不用本實(shí)施例所示結(jié)構(gòu)，則會(huì)導(dǎo)致性能劣化。
再有，如上所述因減小了解調(diào)中的延遲誤差，所以也有利于對(duì)本振信號(hào)頻率漂移的容許能力。
如上所述，按照本發(fā)明，在直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，能接收已有數(shù)字式解調(diào)方式所不能的高速FSK信號(hào)。同時(shí)能提高對(duì)本振信號(hào)頻率漂移的容許能力。再有，組成要素能用數(shù)字電路元件實(shí)現(xiàn)，所以容易集成化，且IC化的接收機(jī)小巧、價(jià)格低，工業(yè)應(yīng)用價(jià)值大。
權(quán)利要求
1.一種直接變頻接收機(jī)，具有頻偏受調(diào)制的移頻調(diào)制信號(hào)，產(chǎn)生與該移頻調(diào)制信號(hào)的載波大致相等頻率的本地振蕩器，對(duì)所述本地振蕩器輸出信號(hào)進(jìn)行分配、相移成相互相位差90°、并輸出相位相對(duì)超前信號(hào)(同相信號(hào))和相位相對(duì)遲后信號(hào)(正交信號(hào))的90°移相分配器，對(duì)上述移頻調(diào)制信號(hào)與上述同相信號(hào)進(jìn)行混頻的第1混頻器，對(duì)上述第1混頻器輸出信號(hào)進(jìn)行頻帶限制使同相基帶信號(hào)分量通過(guò)的第1低通濾波器，對(duì)上述同相基帶信號(hào)限幅放大后作為數(shù)字信號(hào)輸出的第1限幅放大器，對(duì)上述移頻調(diào)制信號(hào)和上述正交信號(hào)進(jìn)行混頻的第2混頻器，對(duì)上述第2混頻器輸出信號(hào)進(jìn)行頻帶限制使正交基帶信號(hào)分量通過(guò)的第2低通過(guò)濾波器，對(duì)上述正交基帶信號(hào)限幅放大后作為數(shù)字信號(hào)輸出的第2限幅放大器；其特征在于，還具有對(duì)上述第1限幅放大器輸出和上述第2限幅放大器輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第1“異”電路；取上述第1“異”電路輸出為時(shí)鐘輸入，取上述第1限幅放大器輸出為其D端輸入，并當(dāng)時(shí)鐘輸入上升時(shí)保持D端輸入狀態(tài)作為Q端輸出的第1D觸發(fā)器電路；反相輸出上述第1“異”電路輸出的第1反相電路；取上述第1反相電路輸出為時(shí)鐘輸入，取上述第2限幅放大器輸出為D端輸入，并當(dāng)時(shí)鐘輸入上升時(shí)保持D端輸入狀態(tài)作為Q端輸出的第2D觸發(fā)器電路；對(duì)上述第1限幅放大器輸出和上述第2D觸發(fā)器電路Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第2“異”電路；對(duì)上述第2限幅放大器的輸出和上述第1D觸發(fā)器電路Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第3“異”電路；對(duì)上述第2“異”電路輸出和上述第3“異”電路輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第4“異”電路。
2.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步設(shè)置對(duì)第4“異”電路輸出進(jìn)行頻帶限制，濾除噪聲等引起的部分符號(hào)變動(dòng)后作為解調(diào)輸出的第3低通濾波器。
3.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步去除第2D觸發(fā)器電路、第1反相電路、第二“異”電路和第3“異”電路，將第2限幅放大器的輸出加給第4“異”電路輸入端的一端，將第1D觸發(fā)器電路的Q端輸出加給上述輸入端的另一端，并可進(jìn)一步設(shè)置對(duì)上述第4“異”電路輸出進(jìn)行積分的第4低通濾波器，和設(shè)置濾除上述第4低通濾波器輸出中DC成分的高通濾波器。
4.如權(quán)利要求3所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步設(shè)置第2反相電路，第1“異”電路的輸出供給上述第2反相電路以取代它供給第1D觸發(fā)器電路的時(shí)鐘輸入；上述第2反相電路的輸出供給第1D觸發(fā)器電路的時(shí)鐘輸入。
5.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可設(shè)置將第1低通濾波器輸出與第2低通濾波器輸出相乘后輸出的第1模擬乘法器和將上述第1模擬乘法器輸出延遲一段相當(dāng)于移頻調(diào)制信號(hào)移頻 相位的時(shí)間的第1延遲電路，來(lái)替代第1限幅放大器、第2限幅放大器和第1“異”電路；設(shè)置第1保持手段來(lái)替代第1D觸發(fā)器電路，該第1保持手段在上述第1延遲電路輸出的極性從負(fù)變正時(shí)保持并輸出第1低通濾波器的輸出；設(shè)置第2保持手段來(lái)替代第1反相電路和第2D觸發(fā)器電路，該第2保持手段在上述第1延遲電路輸出的極性從正變負(fù)時(shí)保持并輸出第2低通濾波器的輸出；設(shè)置第2延遲電路和第2模擬乘法器來(lái)替代第2“異”電路，所述第2延遲電路對(duì)所述第1低通濾波器的輸出延遲一段與上述第1延遲電路的延遲時(shí)間相同的時(shí)間，所述第2模擬乘法器將所述第2保持手段的輸出和所述第2延遲電路的輸出相乘并輸出；設(shè)置第3延遲電路和第3模擬乘法器來(lái)替代第3“異”電路，所述第3延遲電路對(duì)所述第2低通濾波器的輸出延遲一段與所述第1延遲電路的延遲時(shí)間相同的時(shí)間，所述第3模擬乘法器將所述第1保持手段的輸出和所述第3延遲電路的輸出相乘后輸出；設(shè)置第4模擬乘法器和第5低通濾波器來(lái)代替第4“異”電路，所述第4模擬乘法器將所述第2模擬乘法器的輸出和所述第3模擬乘法器的輸出相乘并輸出，所述第5低通濾波器濾除第4模擬乘法器輸出中的高頻成分。
6.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步包含輸出與第1“異”電路輸出信號(hào)的頻率成比例的電壓的頻率電壓變換手段，和判別上述頻率電壓變換手段輸出與閾值的大小的閾值判別電路，通過(guò)在所述電壓比較電路中將與所述頻率電壓變換手段輸出的移頻調(diào)制信號(hào)的移頻成比例的電壓進(jìn)行閾值判別，進(jìn)行多值移頻調(diào)制信號(hào)的解調(diào)。
7.如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)，其特征在于，作為頻率電壓變換手段可進(jìn)一步包含檢測(cè)第1“異”電路輸出信號(hào)的上升、下降沿的邊沿檢測(cè)手段；由上述邊沿檢測(cè)手段檢測(cè)到的邊沿產(chǎn)生一定時(shí)間寬度脈沖波的脈沖波發(fā)生手段；對(duì)上述脈沖波發(fā)生手段產(chǎn)生的脈沖波進(jìn)行積分的第6低通濾波器。
8.一種直接變頻接收機(jī)，它具有產(chǎn)生與接收FSK調(diào)制信號(hào)載波頻率基本相等頻率的本振信號(hào)的本地振蕩器；對(duì)上述本振信號(hào)產(chǎn)生與其頻率相同、相位偏移90度的信號(hào)的90度移相器；對(duì)上述本振信號(hào)和上述接收FSK調(diào)制信號(hào)混頻的第1信號(hào)混頻器；對(duì)上述90度移相器移相上述本振信號(hào)后的信號(hào)和上述接收FSK調(diào)制信號(hào)混頻的第2信號(hào)混頻器；濾除第1信號(hào)混頻器輸出信號(hào)中的高頻分量，提取作為調(diào)制分量的I基帶信號(hào)的第1低通濾波器；以同樣方式從第2信號(hào)混頻器的輸出信號(hào)中提取Q基帶信號(hào)的第2低通濾波器；將上述I基帶信號(hào)變換為二值信號(hào)的第1限幅放大器；將上述Q基帶信號(hào)變換為二值信號(hào)的第2限幅放大器；其特征在于，檢測(cè)上述第2限幅放大器輸出信號(hào)中符號(hào)變化點(diǎn)的第1邊沿檢測(cè)手段；將上述第1邊沿檢測(cè)手段的輸出信號(hào)作為時(shí)鐘輸入，將上述第1限幅放大器的輸出信號(hào)作為數(shù)據(jù)輸入，在上述Q基帶信號(hào)變化點(diǎn)上檢測(cè)出上述I信號(hào)，從而產(chǎn)生對(duì)上述I信號(hào)產(chǎn)生虛擬滯后90度相位的信號(hào)的第1D型觸發(fā)器；將上述第1D型觸發(fā)器的輸出信號(hào)和上述第2限幅放大器的輸出信號(hào)作為輸入，并在其輸出獲得解調(diào)符號(hào)判定結(jié)果的第1“異”運(yùn)算電路。
9.如權(quán)利要求8所述的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)可進(jìn)一步添加檢測(cè)第1限幅放大器輸出信號(hào)中符號(hào)變化點(diǎn)的第2邊沿檢測(cè)手段；將上述第2邊沿檢測(cè)手段的輸出信號(hào)作為時(shí)鐘輸入，將第2限幅放大器的輸出信號(hào)作為數(shù)據(jù)輸入，在I基帶信號(hào)變化點(diǎn)上檢測(cè)出Q基帶信號(hào)，從而產(chǎn)生對(duì)該Q基帶信號(hào)虛擬滯后90度相位的信號(hào)的第2D型觸發(fā)器；將上述第2D型觸發(fā)器的輸出信號(hào)和上述第1限幅放大器的輸出信號(hào)作為輸入的第2“異”運(yùn)算電路；將第1“異”運(yùn)算電路的輸出信號(hào)作為“+”端輸入，將第2“異”運(yùn)算電路的輸出信號(hào)作為“-”端輸入，并從上述“+”端輸入信號(hào)中減去“-”端輸入后，輸出所得解調(diào)符號(hào)判定結(jié)果的加減運(yùn)算電路。
10.如權(quán)利要求9所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步設(shè)置使第2“異”運(yùn)算電路的輸出信號(hào)符號(hào)反相的第1符號(hào)反相電路，以及將第1“異”運(yùn)算電路和上述第1符號(hào)反相電路的輸出信號(hào)作為輸入，并按優(yōu)先順序輸出這些輸入信號(hào)中符號(hào)有變化的信號(hào)的優(yōu)先信號(hào)判定手段，來(lái)替代上述加減運(yùn)算電路。
11.如權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其特征在于，所述優(yōu)先信號(hào)判定手段可具有將上述優(yōu)先信號(hào)判定手段的兩輸入信號(hào)作為輸入信號(hào)，檢測(cè)出任一輸入信號(hào)中符號(hào)變化的第3“異”運(yùn)算電路，使上述第3“異”運(yùn)算電路輸出信號(hào)的符號(hào)反相的第2符號(hào)反相電路，將上述優(yōu)先信號(hào)判定手段的兩輸入信號(hào)中的任一信號(hào)作為數(shù)據(jù)輸入，將第2符號(hào)反相電路的輸出信號(hào)作為時(shí)鐘輸入的第3D型觸發(fā)器；設(shè)有將上述第3D型觸發(fā)器的輸出信號(hào)和上述第3“異”運(yùn)算電路的輸出信號(hào)作為輸入，當(dāng)檢測(cè)出上述優(yōu)先信號(hào)判定手段兩輸入信號(hào)中任一方有符號(hào)變化時(shí)使上述第3D型觸發(fā)器的輸出信號(hào)反相的第4“異”運(yùn)算電路，并將上述第4“異”運(yùn)算電路的輸出信號(hào)作為上述優(yōu)先信號(hào)判定手段的輸出信號(hào)。
12.如權(quán)利要求8、9、10的任一權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其特征在于，所述邊沿檢測(cè)手段可具有第5“異”運(yùn)算電路，所述邊沿檢測(cè)手段的輸入信號(hào)加給上述第5“異”運(yùn)算電路兩輸入端中的任一端，其另一輸入端通過(guò)電容元件接地，并在上述第5“異”運(yùn)算電路兩輸入端之間設(shè)置電阻元件，使上述第4“異”運(yùn)算電路輸入信號(hào)中的一輸入信號(hào)具有延遲，當(dāng)上述邊沿檢測(cè)手段的輸入信號(hào)中產(chǎn)生符號(hào)變化時(shí)，獲得窄脈沖的輸出信號(hào)。
13.如權(quán)利要求8、9、10的任一權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其特征在于，上述邊沿檢測(cè)手段可具有第6“異”運(yùn)算電路，所述邊沿檢測(cè)手段的輸入信號(hào)加給上述第6“異”運(yùn)算電路兩輸入端中的一端，在上述第6“異”運(yùn)算電路兩輸入端之間設(shè)有偶數(shù)個(gè)符號(hào)反相電路，使上述第6“異”運(yùn)算電路輸入信號(hào)的一信號(hào)具有延遲，當(dāng)上述邊沿檢測(cè)手段的輸入信號(hào)發(fā)生符號(hào)變化時(shí)，獲得窄脈沖的輸出信號(hào)。
全文摘要
一種直接變頻接收機(jī)，用D觸發(fā)器鎖存數(shù)字I、Q信號(hào)從同符號(hào)變?yōu)椴煌?hào)時(shí)的數(shù)字I信號(hào)，用另一D觸發(fā)器鎖存從不同符號(hào)變?yōu)橥?hào)時(shí)的數(shù)字Q信號(hào)，將上述兩觸發(fā)器Q端輸出與數(shù)字I、Q信號(hào)“異”運(yùn)算，獲得解調(diào)輸出?；蛴眠呇貦z測(cè)手段檢測(cè)數(shù)字Q信號(hào)符號(hào)變化點(diǎn)供給D觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入，將數(shù)字I信號(hào)供給其數(shù)據(jù)輸入，檢出邊沿時(shí)取入數(shù)字I信號(hào)，再將D觸發(fā)器Q端輸出和數(shù)字Q信號(hào)供給“異門(mén)”，獲得解調(diào)輸出。該接收機(jī)有高靈敏度、高速接收優(yōu)點(diǎn)。
文檔編號(hào)H04L27/152GK1136741SQ95120068
公開(kāi)日1996年11月27日 申請(qǐng)日期1995年11月8日 優(yōu)先權(quán)日1994年11月10日
發(fā)明者安倍克明, 三村政博, 長(zhǎng)谷川誠(chéng), 渡邊和紀(jì), 橫崎克司 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社