專利名稱：用于解調(diào)下行鏈路碼分多址信號(hào)的方法和系統(tǒng)的制作方法
背景技術(shù)：
本發(fā)明總體上講是涉及無線電話通信系統(tǒng)中的碼分多址(CDMA)通信技術(shù)，更具體地講是涉及CDMA信號(hào)的解調(diào)。
從第二次世界大戰(zhàn)以來，CDMA和擴(kuò)展頻譜通信已被廣泛采用。早期應(yīng)用主要是軍事用途。但是，目前在商業(yè)應(yīng)用中，人們已增加了對采用擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)的關(guān)注，這包括數(shù)字蜂窩式無線電通信網(wǎng)絡(luò)、陸上移動(dòng)無線電通信網(wǎng)絡(luò)及室內(nèi)和室外個(gè)人通信網(wǎng)絡(luò)。
在美國及世界其它地區(qū)，蜂窩式電話工業(yè)已在商業(yè)管理方面取得了顯著進(jìn)展。在大城市區(qū)域的增長已超出預(yù)期規(guī)模，并且正在超越系統(tǒng)容量。如果這種趨勢繼續(xù)發(fā)展，快速增長的影響將很快蔓延至甚至最小的市場。因此需要新的技術(shù)解決方案來滿足這些增長的容量需求，同時(shí)維持高質(zhì)量的服務(wù)并避免價(jià)格上升。
從全世界來看，蜂窩式系統(tǒng)的一個(gè)重要進(jìn)展是從模擬傳輸至數(shù)字傳輸?shù)霓D(zhuǎn)變。同樣重要的還有對用于實(shí)現(xiàn)下一代蜂窩式通信技術(shù)的有效數(shù)字傳輸方式的選擇。另外，人們普遍認(rèn)為，采用便于攜帶并可在家、辦公室、大街上、車內(nèi)等場合中用于收發(fā)呼叫的低造價(jià)的袖珍型無繩電話的第一代個(gè)人通信網(wǎng)絡(luò)(PCN)，將由采用下一代數(shù)字蜂窩式系統(tǒng)基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)的蜂窩式載波構(gòu)成。在這些系統(tǒng)中所需的關(guān)鍵技術(shù)特性是增大業(yè)務(wù)容量。
近來，信道聯(lián)接采用頻分多址(FDMA)和時(shí)分多址(TDMA)方法實(shí)現(xiàn)。在FDMA中，通信信道是信號(hào)傳輸功率集中的單射頻頻帶。系統(tǒng)容量受到有效頻率以及信道重復(fù)使用的局限性的限制。在TDMA系統(tǒng)中，信道是由同頻率的周期性時(shí)間間隔序列中的一個(gè)時(shí)隙構(gòu)成的。系統(tǒng)容量受到有效時(shí)隙以及信道重復(fù)使用的局限性的限制。
采用FDMA或TDMA或混合FDMA/TDMA系統(tǒng)，其目的是保證兩個(gè)潛在的干擾信號(hào)不在相同時(shí)間占用相同頻率。相反，碼分多址(CDMA)方法容許信號(hào)在時(shí)間和頻率兩方面相重疊。因此，所有CDMA信號(hào)享用相同頻譜。在頻率或時(shí)間方面，多址信號(hào)發(fā)生相互重疊。
CDMA通信技術(shù)有許多優(yōu)點(diǎn)。由于寬頻帶CDMA系統(tǒng)具有的特性，諸如改善的編碼增益/調(diào)制密度、聲音激活選通、分區(qū)及相同頻譜在每一網(wǎng)孔中的重復(fù)使用，以CDMA為基礎(chǔ)的蜂窩式系統(tǒng)的容量范圍可達(dá)到現(xiàn)有的模擬技術(shù)之容量范圍的二十倍。由高比特率譯碼器實(shí)現(xiàn)的聲音的CDMA傳輸保證了優(yōu)異且真實(shí)的音質(zhì)。CDMA還提供了可變的數(shù)據(jù)速率，因而容許提供許多不同的話音質(zhì)量等級(jí)。CDMA的加密(scrambled)信號(hào)格式完全消除了串音，并使得竊聽和跟蹤呼叫非常困難和高代價(jià)，從而為呼叫者更好地保密，并更好地免除了發(fā)射時(shí)間的故障。
在“傳統(tǒng)的”直接序列CDMA系統(tǒng)中，要傳輸?shù)男畔?shù)據(jù)流被加至公稱為符號(hào)序列的更高速率數(shù)據(jù)流上，從而產(chǎn)生所傳輸?shù)男蛄?。信息?shù)據(jù)流和高比特速率符號(hào)序列流是通過將這兩個(gè)比特流有效地相乘而復(fù)合的，這里假設(shè)兩比特流的二進(jìn)制由+1或-1表示。信息數(shù)據(jù)流可由M進(jìn)制復(fù)合符號(hào)值構(gòu)成，而不是二進(jìn)制值+1或-1。高比特率信號(hào)與低比特速率數(shù)據(jù)流的這種復(fù)合被稱為對信息數(shù)據(jù)流信號(hào)進(jìn)行編碼或擴(kuò)展。每一信息數(shù)據(jù)流或信道被賦予一單一的符號(hào)序列。
通常，符號(hào)序列數(shù)據(jù)是二進(jìn)制的，從而產(chǎn)生稱作“時(shí)間片(chips)”的比特流。用于產(chǎn)生這種符號(hào)序列的一種途徑是采用偽噪聲(PN)方法，此方法呈隨機(jī)形式，但可由許可的接收者重復(fù)。對于符號(hào)序列的周期來說，一般是占用一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)周期，以便每一數(shù)據(jù)符號(hào)由相同Nc-時(shí)間片符號(hào)序列擴(kuò)展。通常，這個(gè)符號(hào)序列可由實(shí)數(shù)和虛數(shù)表示，以對應(yīng)于在載頻(I信道)上或載頻的90°相移模式(Q信道)上發(fā)送的時(shí)間片值。另外，符號(hào)序列可以是兩個(gè)序列的復(fù)合，其中的一個(gè)序列為Walsh-Hadamard碼字。
數(shù)據(jù)符號(hào)一般是二進(jìn)制的。因此符號(hào)序列或其倒置的傳輸表示一比特信息。通常，為采用符號(hào)序列S(n)發(fā)送信息符號(hào)b，應(yīng)發(fā)送t(n)＝bs(n)(1)接收機(jī)將所接收的信號(hào)與已知的符號(hào)序列相關(guān)聯(lián)而產(chǎn)生一個(gè)用于檢測b的檢測統(tǒng)計(jì)量。對于二進(jìn)制信息符號(hào)來說，當(dāng)?shù)玫酱蟮恼嚓P(guān)結(jié)果時(shí)，將檢測到“0”；當(dāng)?shù)玫酱蟮呢?fù)相關(guān)結(jié)果時(shí)，將檢測到“1”。
多個(gè)編碼信息信號(hào)(例如)通過相移鍵控(PSK)調(diào)制射頻載波，并在接收機(jī)上作為一個(gè)復(fù)合信號(hào)被共同地接收。每一擴(kuò)展信號(hào)在頻率及時(shí)間兩方面均與所有其它的擴(kuò)展信號(hào)和噪音相關(guān)信號(hào)相重疊。如果接收機(jī)被許可，此復(fù)合信號(hào)隨后要與單一符號(hào)序列中的一個(gè)關(guān)聯(lián)，并且相應(yīng)信息信號(hào)可被隔離和解碼。
在上述例子中，數(shù)據(jù)符號(hào)b直接調(diào)制符號(hào)序列S(n)，這通常稱為相干調(diào)制。數(shù)據(jù)符號(hào)可以是二進(jìn)制數(shù)(+1或-1)、四進(jìn)制數(shù)(+1、+j、-1、-j)或通常為M進(jìn)制數(shù)，即取M個(gè)可能值的任一個(gè)。這容許log2(M)信息比特由一個(gè)信息符號(hào)b表示。在另一傳統(tǒng)的CDMA調(diào)制方式中，信息包含于b從一個(gè)符號(hào)變?yōu)橄乱环?hào)的過程中，這被稱作差分相干調(diào)制。在這種情況下，真實(shí)的信息通常由b(t)b(t-Ts)給出，其中*表示復(fù)數(shù)共軛，t為時(shí)間標(biāo)志，Ts為信息符號(hào)周期。在另一種傳統(tǒng)的CDMA調(diào)制方式中，此方式有時(shí)被稱為非相干調(diào)制，M進(jìn)制的信息符號(hào)是通過發(fā)送M個(gè)不同符號(hào)序列之一來傳輸?shù)摹?br> 被稱為“增強(qiáng)CDMA”的另一種CDMA技術(shù)也容許每一傳輸序列表示多于一比特的信息。一組碼字，通常為正交碼字或雙正交碼字，用于將一組信息比特編碼成長得多的碼序列或碼符號(hào)。符號(hào)序列用于在傳輸前對二進(jìn)制碼序列進(jìn)行加密。這可通過兩個(gè)二進(jìn)制序列的模2加法實(shí)現(xiàn)。在接收機(jī)中，已知的加密掩碼被用于對所接收的信號(hào)解密，此信號(hào)此后要與所有可能的碼字相關(guān)聯(lián)。帶最大相關(guān)值的碼字表示最可能被發(fā)送的碼字，它表示最可能被發(fā)送的信息比特。一種常規(guī)的正交碼為Walsh-Hadamard(WH)碼。增強(qiáng)CDMA可被視為非相干調(diào)制的一種特殊情況。
在傳統(tǒng)的和增強(qiáng)的CDMA系統(tǒng)中，上述的“信息比特”或信息符號(hào)也可以是編碼的比特或符號(hào)，其中所用的編碼為分組碼或卷積碼。一個(gè)或多個(gè)信息比特可形成一數(shù)據(jù)符號(hào)。另外，符號(hào)序列或加密掩碼可遠(yuǎn)比單碼序列長，在這種情況下，符號(hào)序列或加密掩碼的一子序列加至碼序列。
在許多無線通信系統(tǒng)中，所接收的信號(hào)包括兩個(gè)分量I(同相)分量和Q(正交)分量。這是因?yàn)樗鶄鬏數(shù)男盘?hào)具有兩個(gè)分量，和/或交錯(cuò)(intervening)信道或相干載波基準(zhǔn)缺乏導(dǎo)致所傳輸?shù)男盘?hào)分成I和Q分量。在常規(guī)的采用數(shù)字信號(hào)處理的接收機(jī)中，所接收的I和Q分量信號(hào)是按每Tc秒取樣并被存儲(chǔ)的，這里Tc為時(shí)間片的持續(xù)期。
在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，基站和移動(dòng)站之間傳輸?shù)男盘?hào)通常遭受由于例如來自于大建筑物或附近山脈的信號(hào)反射引起的回波畸變或時(shí)間擴(kuò)散。當(dāng)信號(hào)不是沿一條而是沿多條路徑傳至接收機(jī)時(shí)，便發(fā)生多路擴(kuò)散，這樣接收機(jī)會(huì)接收到具有不同的且隨機(jī)變化的延遲和幅度的許多回波。因此，當(dāng)CDMA系統(tǒng)中存在多路時(shí)間擴(kuò)散時(shí)，接收機(jī)會(huì)接收到所傳輸?shù)姆?hào)的多種變化形式的復(fù)合信號(hào)，這些變化形式已沿不同路徑(稱為“射線”)傳輸，而這些路徑通常具有小于一個(gè)符號(hào)周期的相對時(shí)間延遲。每一可區(qū)分的射線(路徑)相對于第一射線的到達(dá)時(shí)間具有特定的到達(dá)時(shí)間kTc秒。如果t(n)表示所傳輸?shù)臅r(shí)間片樣值，r(n)表示所接收的時(shí)間片樣值，其中n為離散的時(shí)間標(biāo)志，那么多路時(shí)間擴(kuò)散可表示為r(n)=Σk=0Nr-1c(k)t(n-k)--(2)]]>其中Nr為由多路擴(kuò)散引起的射線數(shù)。
作為多路時(shí)間擴(kuò)散的結(jié)果，相關(guān)器輸出幾個(gè)較小的尖峰信號(hào)而不是一個(gè)大尖峰信號(hào)。為檢測所傳輸?shù)姆?hào)(并復(fù)原數(shù)據(jù)比特)，所接收的尖峰信號(hào)按某種方式復(fù)合。通常，這是由瑞克(RAKE)接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的，之所以如此取名是因?yàn)檫@種接收機(jī)采用加權(quán)和將所有多路分量“搜集”在一起。
RAKE接收機(jī)采用分集合并形式從各個(gè)接收信號(hào)路徑即各信號(hào)射線上收集信號(hào)能量。分集提供了冗余通信信道，以便當(dāng)某些信道衰落時(shí)，通信仍能在末衰落的信道上進(jìn)行。相干CDMA、RAKE接收機(jī)通過用關(guān)聯(lián)方法單個(gè)地檢測回波信號(hào)并以代數(shù)方式(按相同符號(hào))將這些信號(hào)疊加來阻止衰落。
在一種RAKE接收機(jī)中，符號(hào)序列與在不同時(shí)間延遲條件下接收的信號(hào)的相關(guān)值通過一抽頭延遲線。存儲(chǔ)在延遲線中的值被加權(quán)并隨后累加而形成復(fù)合器輸出。當(dāng)最早到達(dá)的射線相關(guān)處于抽頭延遲線的一端，而最晚到達(dá)的射線相關(guān)處于抽頭延遲線的另一端時(shí)，加權(quán)和被選擇為給出一特定信息符號(hào)周期的復(fù)合信號(hào)值。這是對復(fù)合FIR濾波器的輸出進(jìn)行有效取樣，其系數(shù)為被稱為RAKE抽頭系數(shù)的加權(quán)。通常僅使用濾波值的實(shí)數(shù)部分。另外，在某些應(yīng)用中，實(shí)際上僅計(jì)算所選擇的濾波器輸出。


圖1中示出了一種常規(guī)的RAKE接收機(jī)的方框圖，此接收機(jī)采用后相關(guān)器對不同射線進(jìn)行相干復(fù)合。所接收的無線電信號(hào)被混頻下降至基帶并被取樣，例如可通過在RF接收機(jī)100中將此信號(hào)與余弦和正弦波形混合并對其濾波，從而產(chǎn)生I和Q時(shí)間片樣值。這些時(shí)間片樣值在相關(guān)器101中與已知的符號(hào)序列相關(guān)聯(lián)。相關(guān)值隨后由有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器102濾波，此濾波器采用與信道抽頭系數(shù)相應(yīng)的復(fù)合加權(quán)將相關(guān)值復(fù)合在一起。有時(shí)僅需要加權(quán)值的實(shí)數(shù)部分。例如，如果采用二進(jìn)制相干調(diào)制，那么所選值的實(shí)數(shù)部分的符號(hào)將指示所發(fā)送的是“+1”或者“-1”。在此適當(dāng)?shù)臅r(shí)間，根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，F(xiàn)IR濾波器輸出為選擇器103所選擇，選擇器103的輸出供給閾值處理器104，后者使用所選值確定信息符號(hào)。信道跟蹤單元105用于為FIR濾波器102估算信道抽頭系數(shù)。
按數(shù)學(xué)方式可設(shè)r(n)＝I(n)＋jQ(n)為所接收的時(shí)間片樣值，其中I(n)為I分量樣值，Q(n)為Q分量樣值，n為樣值標(biāo)記(離散的時(shí)間標(biāo)志)。相關(guān)器使這些數(shù)據(jù)與已知的符號(hào)序列S(n)相關(guān)聯(lián)而產(chǎn)生x(k)=Σn=0Nc-1s*(n)r(n+k)--(3)]]>其中上標(biāo)表示復(fù)數(shù)共軛，只有在符號(hào)序列為復(fù)數(shù)時(shí)它才是需要的。
RAKE復(fù)合器則是一FIR濾波器，它對相關(guān)進(jìn)行濾波，從而為所傳輸?shù)姆?hào)b產(chǎn)生一檢測統(tǒng)計(jì)量z。z=Σk=0Nr-1a*(k)x(k)--(4)]]>其中濾波器系數(shù)a(K)選為信道抽頭系數(shù)a(K)＝c(K)(5)實(shí)際上，這將是信道抽頭系數(shù)估量。在二進(jìn)制調(diào)制情況下，僅采用z的實(shí)數(shù)部分。
通常，RAKE接收機(jī)具有有限數(shù)量的抽頭，從而容許它處理有限數(shù)量的射線。抽頭不必相互鄰位設(shè)置(例如，若c(0)、c(2)和c(5)為非零，這些射線可由一個(gè)三抽頭接收機(jī)處理)。不過，在描述RAKE工作原理時(shí)，為方便起見假設(shè)抽頭位置是鄰接的。不鄰接抽頭情形是鄰接抽頭情形的一種特例，其中某些交錯(cuò)抽頭具有的RAKE抽頭系數(shù)為零。例如，收集射線K＝0、2和5的3抽頭RAKE是收集射線K＝0－5的6抽頭RAKE的一種特殊情況，但其中對應(yīng)于射線K＝1、K＝3和K＝4具有零RAKE抽頭系數(shù)。
由等式(5)給出的RAKE抽頭系數(shù)值是基于這種假設(shè)擴(kuò)展頻譜信號(hào)是在有白噪聲的情況下接收的。白噪聲給出互不相關(guān)的噪聲樣值(時(shí)間片樣值)。
在許多系統(tǒng)中，諸如蜂窩式系統(tǒng)，接收機(jī)要受到來自于包括發(fā)射所要求的信號(hào)的發(fā)射機(jī)在內(nèi)的多個(gè)發(fā)射機(jī)的干擾。另外，來自于環(huán)境的噪聲也會(huì)影響接收機(jī)性能。因此，一般情況下，在接收機(jī)中存在兩個(gè)噪聲源a)前信道噪聲，例如由同一發(fā)射機(jī)產(chǎn)生的干擾信號(hào)；和b)后信道噪聲，包括熱噪聲和來自于其它發(fā)射機(jī)的干擾。發(fā)射機(jī)中的前信道噪聲和接收機(jī)中的后信道噪聲一般可按白噪聲處理。
首先考慮前信道噪聲。在大多數(shù)無線CDMA應(yīng)用中，諸如蜂窩式通信，采用了衛(wèi)星網(wǎng)絡(luò)，其中移動(dòng)站與被稱為基站的中央機(jī)構(gòu)通信。在也被稱為正向通路的下行鏈路中，基站通過同時(shí)發(fā)射全部信號(hào)而與移動(dòng)站通信。因此，在一特定的移動(dòng)接收機(jī)中，來自于基站的所要求的信號(hào)和干擾信號(hào)通過同一信道。假設(shè)在發(fā)射機(jī)中干擾可定型為白噪聲，那么這種干擾會(huì)被信道彩色化而在接收機(jī)中產(chǎn)生彩色噪聲。因此，接收機(jī)噪聲的部分是彩色化的。在蜂窩式系統(tǒng)中，這一部分代表了全部噪聲的大部分。
常規(guī)的RAKE濾波器是按假設(shè)的白噪聲設(shè)計(jì)的，并且當(dāng)噪聲彩色化時(shí)它不能很好地工作。因此，常規(guī)的RAKE濾波器對于移動(dòng)接收機(jī)來說不是最佳解決方法。所以，在無線通信系統(tǒng)中，對于移動(dòng)單元而言，需要一個(gè)更好的下行鏈路接收機(jī)。發(fā)明概述根據(jù)本發(fā)明能克服常規(guī)系統(tǒng)的這些和其它缺點(diǎn)及困難。本發(fā)明的示范性實(shí)施例在彩色噪聲存在的情況下檢測CDMA信號(hào)。這是通過用更普通的濾波器例如IIR或FIR濾波器替代RAKEFIR復(fù)合濾波器實(shí)現(xiàn)的。另外，這種普通濾波器設(shè)有對于CDMA下行鏈路情況而言最佳的抽頭位置和抽頭系數(shù)。這些濾波器參數(shù)可定為某些通信鏈路參數(shù)的函數(shù)?；蛘撸@些濾波器參數(shù)可采用自適應(yīng)濾波趨近法直接確定，從而免除了對直接估計(jì)鏈路參數(shù)的需要。按此方式改善的接收機(jī)特性容許CDMA系統(tǒng)提供更好的質(zhì)量和/或增大容量。
附圖的簡要描述通過結(jié)合附圖閱讀以下詳細(xì)說明，可以更方便地理解本發(fā)明的前述和其它目的、特征和優(yōu)點(diǎn)，在附圖中圖1示出常規(guī)的RAKE接收機(jī)；圖2是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)示范性實(shí)施例的包括IIR濾波器的接收機(jī)的方框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的另一示范性實(shí)施例的包括IIR濾波器的接收機(jī)方框圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的另一示范性實(shí)施例的包括FIR濾波器的接收機(jī)方框圖；圖5是顯示對應(yīng)于兩射線信道的不同抽頭位置的濾波器信噪比損失的曲線圖；圖6(a)示出施加至常規(guī)RAKE接收機(jī)的抽頭上的相關(guān)器輸出；圖6(b)示出施加至改進(jìn)的RAKE接收機(jī)的抽頭上的相關(guān)器輸出；圖7是在具有相同網(wǎng)孔干擾情況下，兩抽頭信道的RAKE和改進(jìn)RAKE濾波器損耗曲線；圖8是在不具有相同網(wǎng)孔干擾情況下，衰落信道中的接收濾波器特性曲線；圖9是在具有相同網(wǎng)孔干擾情況下，衰落信道中的接收濾波器特性曲線；圖10是根據(jù)本發(fā)明的再一示范性實(shí)施例的包括自適應(yīng)FIR濾波器的接收機(jī)方框圖。詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，在下行鏈路直接序列CDMA接收機(jī)中，隨在相關(guān)過程之后的濾波程序是如此優(yōu)化的，即使所檢測的信息符號(hào)與所傳輸?shù)男畔⒎?hào)相同的可能性最大。換言之，錯(cuò)誤地檢測所傳輸?shù)男畔⒌目赡苄宰钚?。這種優(yōu)化是根據(jù)使檢測統(tǒng)計(jì)量的信噪比(SNR)最大的原則，同時(shí)考慮到前信道(pre-channel)噪聲由與信號(hào)信道相同的信道彩色化之因素。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)示范性實(shí)施例，RAKE FIR復(fù)合濾波器由一個(gè)無限沖擊響應(yīng)(IIR)濾波器取代，后者具有傳遞函數(shù)H(z)。取SNR為最大，則此IIR濾波器的H(z)由下式給出H(z)=KC*(Z-1)C*(Z-1)C(Z)X+N--(6)]]>其中C(z)＝c(0)＋c(1)z-1＋c(2)z-2＋…(7a)C*(z-1)＝c*(0)＋c*(1)z1＋c*(2)z2＋…(7b)X為前信道噪聲功率，N為后信道噪聲功率，K為任意比例系數(shù)。故C(z)為信道系數(shù)C(k)的z變換。
此IIR濾波器具有正向?yàn)V波器部分A(z)和反向?yàn)V波器部分B(z)，這樣H(z)＝A(z)/B(z)。由等式(6)可以看出，這些部分可由下列等式給出A(z)＝C*(z－1) (8a)B(z)＝C*(z－1)C(z)X＋N (8b)實(shí)際上，C(k)以及X和N可以估算。另外，X和N還可由相關(guān)值取代，例如由X/(N＋X)和N/(N＋X)取代。IIR濾波器系數(shù)a(K)和b(K)與其z變換的關(guān)系由下式給出A(z)=Σka(k)z-k,B(z)=Σkb(k)z-k--(8c)]]>這里假設(shè)IIR濾波器輸出y(n)與其輸入x(n)的關(guān)系滿足下式Σkb(k)y(n-k)=Σka(k)x(n-k)--(8d)]]>此IIR濾波器可以多種方式實(shí)現(xiàn)，諸如在(例如)由A.V.Oppenheim和R.W.Schafer所著的“數(shù)字信號(hào)處理”一書(Englewood Cliffs，NJPrentice-Hall 1975)中所討論的。
注意如果沒有前信道噪聲(即X＝0)，那么此濾波器就會(huì)象RAKE復(fù)合濾波器那樣工作，因?yàn)锽(z)為常數(shù)，而A(z)＝C*(0)＋C*(1)z＋…。在另一種極端情況下，當(dāng)N＝0時(shí)，有些項(xiàng)消除，因此A(z)為常數(shù)，而B(z)＝C(z)。這有效地使信道復(fù)原，故可被視為一簡單的線性均衡量。因此，采用本發(fā)明給出這樣一種濾波特性，即提供了這兩個(gè)極端之間的連續(xù)性。
該方法可延伸用于將來自于不同基站的信道的模式作用。實(shí)質(zhì)上，項(xiàng)C*(z-1)C(z)X由一些項(xiàng)之和取代，這些項(xiàng)的每一個(gè)對應(yīng)于各干擾基站模式化。該方法還可延伸用于多個(gè)基站發(fā)射相同信息序列的情況，這樣做能提供宏分集或提供軟越區(qū)切換。通常，對于每一基站均有C(z)和X，這里記為Cb(z)和Xb。此時(shí)等式(6)的表示將變?yōu)镠(z)=KCeff*(z-1)N+ΣbCb*(z-1)Cb(z)Xb]]>其中Ceff(z)為信號(hào)訪問的有效信道，它由與發(fā)射所要求的信號(hào)的基站對應(yīng)的Cb(z)值的和給出。在分母中，和可包括不發(fā)射所要求的信號(hào)的基站，但這些基站產(chǎn)生了顯著的干擾量。
圖2示出根據(jù)這個(gè)示范性實(shí)施例的接收機(jī)的方框圖。所接收的無線電信號(hào)被混頻降到基帶并被取樣，例如，這是通過在RF接收機(jī)200中使信號(hào)與余弦和正弦波形相混合并對其濾波實(shí)現(xiàn)的，由此產(chǎn)生復(fù)合時(shí)間片樣值。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將能理解，對于這里公開的全部示范性實(shí)施例而言，輸入的無線電信號(hào)可以按常規(guī)的笛卡爾(cartesian)方式數(shù)字化，或者按對數(shù)一極座標(biāo)方式處理，這可參照引入本申請中作為參考的美國專利No.5048059，此專利名稱為“對數(shù)一極座標(biāo)帶符號(hào)信息處理”(Log-Polar SignedProcessing)”，專利權(quán)人為Paul W.Dent。復(fù)合時(shí)間片樣值可按對數(shù)一極座標(biāo)方式處理或轉(zhuǎn)換成常規(guī)的I和Q值。
這些時(shí)間片樣值在相關(guān)器201中與已知的符號(hào)序列相關(guān)聯(lián)。相關(guān)值隨后由IIR濾波器202濾波。在此適宜的時(shí)刻，根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，IIR濾波器輸出由選擇器203選擇，選擇器203將所選的輸出供給判定器204，后者采用IIR濾波器輸出確定哪一信息符號(hào)是被檢測的。系數(shù)計(jì)算單元205用于確定IIR濾波器202中所用的抽頭系數(shù)。這包括信道抽頭和噪聲功率或相關(guān)量的估算。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員將容易理解，對于這里公開的全部示范性實(shí)施例而言，相關(guān)器可采取多種形式。例如，采用來自于系數(shù)計(jì)算機(jī)的反饋(圖中末示出)，相關(guān)器可被限制于僅計(jì)算那些為隨后的濾波過程所需的相關(guān)以及為自適應(yīng)地確定信道抽頭位置和強(qiáng)度(有時(shí)稱為搜索抽頭)所需的相關(guān)。另一種可能性是，相關(guān)器由一組M倍乘法器構(gòu)成，后者倍增所接收的具有各種的符號(hào)序列延遲模式的信號(hào)。每一乘法器跟隨有一定形式的積分器，后者有效地累加所接收的時(shí)間片樣值與符號(hào)序列時(shí)間片樣值的積。積分器輸出被周期性地復(fù)設(shè)為零。這便在每一符號(hào)周期內(nèi)給出M個(gè)相關(guān)值。所有形式均可工作于符號(hào)序列遠(yuǎn)長于信息符號(hào)周期的情況下，此時(shí)有效的Nc時(shí)間片符號(hào)序列是較長序列的子序列。最后，為減輕符號(hào)間干擾(ISI)，使數(shù)據(jù)僅與符號(hào)序列的部分相關(guān)是有利的。例如，如果僅存在兩個(gè)相鄰信道抽頭且符號(hào)序列為S(0)…S(Nc－1)，那么ISI可通過與S(1)…S(Nc－2)相關(guān)而避免。
另外，本領(lǐng)域的技術(shù)人員將容易理解，對于這里公開的全部示范性實(shí)施例而言，判定器的形式將取決于所使用的調(diào)制方式。對于傳統(tǒng)的CDMA和M進(jìn)制相干調(diào)制方式，判定器確定檢測統(tǒng)計(jì)量最接近哪個(gè)可能的信息符號(hào)，假設(shè)是等概率(equi-likely)信息符號(hào)。例如，對于二進(jìn)制相干調(diào)制方式，檢測統(tǒng)計(jì)量的實(shí)數(shù)部分的符號(hào)表示+1或者-1是否已被發(fā)送。對于M進(jìn)制差分相干調(diào)制方式，可能有兩種檢測方法。在第一種稱為相干解調(diào)的方法中，每一檢測統(tǒng)計(jì)量被解調(diào)，就如同M進(jìn)制相干調(diào)制那樣。然后所解調(diào)的結(jié)果與事先解調(diào)的結(jié)果相比較來確定信息符號(hào)。在第二種稱為差分檢測的方法中，檢測統(tǒng)計(jì)量與在先的檢測統(tǒng)計(jì)量的共軛相乘，所得結(jié)果用于確定它最接近于哪個(gè)差分符號(hào)。
對于非相干調(diào)制方式，例如增強(qiáng)CDMA，則設(shè)有相關(guān)器、濾波器和對應(yīng)于每種可能的發(fā)送序列的選擇器件。因此，判定器會(huì)被提供M個(gè)檢測統(tǒng)計(jì)量，每一個(gè)對應(yīng)各可能的傳送序列。在某些情況下，最大的統(tǒng)計(jì)量會(huì)指示哪個(gè)序列被檢測及檢測的信息比特。例如，具有最大的正實(shí)數(shù)部分的檢測統(tǒng)計(jì)量會(huì)指示哪個(gè)序列被檢測。對于采用公共加密掩碼和Walsh-Hadamard碼字的增強(qiáng)CDMA的特殊情況，相關(guān)器可進(jìn)一步簡化。首先，取樣數(shù)據(jù)用公共加密掩碼進(jìn)行解密。然后進(jìn)行快速Walsh變換，以有效方式并行地給出全部M個(gè)相關(guān)。這個(gè)過程是對應(yīng)于要由后面的濾波程序使用的數(shù)據(jù)的每次移位進(jìn)行的。M個(gè)相關(guān)流中的每一個(gè)要分離地被濾波和選擇。
根據(jù)所用的調(diào)制方式，本發(fā)明的全部示范性實(shí)施例均可采取這些不同形式。僅為描繪方便，以下實(shí)施例的討論將集中于M進(jìn)制相干調(diào)制情形。
圖2的接收機(jī)的自適應(yīng)形式也可被采用。自適應(yīng)算法可用于估算和跟蹤a(K)和b(K)，而不是由等式8(a)和8(b)確定濾波器系數(shù)?？刹捎米赃m應(yīng)IIR濾波器的多種自適應(yīng)算法中的任一種，例如可參見S.Haykin著“自適應(yīng)濾波器理論”一書第二版(Englewood Cliffs，NJPrentice-Hall，1991)。
圖3示出一種示范性接收機(jī)的方框圖，該接收機(jī)裝有一自適應(yīng)IIR濾波器。所接收的無線電信號(hào)被混頻降到基帶并被取樣，例如這可通過在RF接收機(jī)300中使此信號(hào)與余弦和正弦波形混合并對其進(jìn)行濾波實(shí)現(xiàn)，從而產(chǎn)生復(fù)合時(shí)間片樣值。這些時(shí)間片樣值在相關(guān)器301中與已知的符號(hào)序列相關(guān)聯(lián)。相關(guān)值隨后由自適應(yīng)IIR濾波器302濾波。在此適當(dāng)時(shí)間，根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，選擇器303選擇濾波器輸出(檢測統(tǒng)計(jì)量)，以便由判定器304檢測，此判定器采用所選值確定哪一信息符號(hào)被檢測。差分單元305拾取判定器304和選擇器303的輸出之間的差，形成誤差信號(hào)。來自于差分單元305的誤差信號(hào)以及來自于方框301的相關(guān)信號(hào)輸入至自適應(yīng)濾波器修正計(jì)算機(jī)306，此計(jì)算機(jī)自適應(yīng)地修正IIR濾波器系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的另一示范性實(shí)施例，設(shè)有一個(gè)FIR后相關(guān)器濾波器(FIR post-correlator filter)，它就最小平方而言近似于用于CDMA下行鏈路接收機(jī)的最佳IIR濾波器。這種形式在此稱作改進(jìn)的RAKE濾波器，但本發(fā)明的改進(jìn)的RAKE濾波器與傳統(tǒng)的RAKE濾波器之間至少有兩點(diǎn)不同1)改進(jìn)的RAKE濾波器抽頭不必設(shè)置于RAKE濾波器抽頭應(yīng)處的位置(即信號(hào)射線呈現(xiàn)的位置)；和2)用于加權(quán)相關(guān)值的改進(jìn)的RAKE濾波器抽頭系數(shù)是以與RAKE濾波器系數(shù)很不相同的方法計(jì)算的。這些特征將在下面詳述。
如上所指出的，改進(jìn)RAKE濾波器與常規(guī)RAKE濾波器之間的第一個(gè)不同點(diǎn)是其抽頭不必按相同位置設(shè)置。正如前面所討論的，為方便起見假設(shè)信道是由一組在離散時(shí)間到達(dá)鄰接射線0-Nr-1組成的。通常，改進(jìn)RAKE濾波器將抽頭置于時(shí)間k＝kmin至k＝kmax。因此，改進(jìn)RAKE濾波器如此處理相關(guān)值z=Σk=kminkmaxa*(k)x(k)--(9)]]>RAKE濾波器抽頭位置可被視為kmin＝-(Nr－1)和kmax＝0時(shí)的特殊情況。實(shí)際上，抽頭位置不必是鄰接的。
改進(jìn)RAKE濾波器與常規(guī)RAKE濾波器之間的第二個(gè)不同點(diǎn)是用于RAKE抽頭系數(shù)的值。常規(guī)RAKE濾波器采用信道抽頭的估算值作為RAKE抽頭系數(shù)，如等式(5)所給出的。當(dāng)象在CDMA下行鏈路中的情況那樣存在前信道噪聲時(shí)，這些系統(tǒng)不是最佳的。
對于CDMA下行鏈路而言，最佳抽頭位置和系數(shù)可從下述文章中得到G.E.Bottomley，“從CDMA下行鏈路使RAKE接收機(jī)最佳化”，第43屆IEEE移動(dòng)通信技術(shù)會(huì)議(Secaucus，NJ，1993年5月18-20)論文集742-745頁，此文在此引作參考。對于特定kmax值(即抽頭位置)，它們由下式給出amodRAKE＝[XCSSHCH＋NS′S′H]-1CSs(10)其中C=c(Nr-1)c(Nr-2)…c(0)0……00c(Nr-1)…c(1)c(0)0…0……………………0………0c(Nr-1)…c(0)--(11a)]]>s=s*(0)s*(1)…s*(Nc-1)0……00s*(0)…s*(Nc-2)s*(Nc-1)0…0……………………0………00…s*(Nc-1)--(11b)]]>S′=s*(0)s*(1)…s*(Nc-1)0……00s*(0)…s*(Nc-2)s*(Nc-1)0…0……………………0………0s*(0)…s*(Nc-1)--(11c)]]>s＝[s(-kmax－(Nr－1)…s(Nr－1)…s(-kmin)…s(-kmin＋Nc－1]T(11d)amodRAKE＝[a(kmax)…a(kmin)]T(11e)并且X為前信道噪聲(自身基站的干擾)功率，N為后信道噪聲(其它基站的干擾和熱噪聲)功率，C為具有Nt排和Nt＋Nr－1列的矩陣，S為具有Nt＋Nr－1行和Nt＋Nr＋Nc－2列的矩陣，S′為具有Nt行和Nt＋Nc－1列的矩陣，Nt為改進(jìn)RAKE抽頭數(shù)(Nt＝kmax－kmin＋1)。應(yīng)注意，根據(jù)對kmin和kmax的選擇，在S矢量中的一些值可能是零，因?yàn)榉橇阒祪H是s(0)至s(Nc－1)。
對于一組特定的抽頭位置，信噪比的最大優(yōu)化指數(shù)由下式給出SNR(kmax)＝sHSHCH[XCSSHCH＋NS′S′H]-1CSs(12)因此，可在[-(Nr－1)，(Nr－1)]范圍內(nèi)考慮不同的kmax值并找出使SNR為最大的一個(gè)。對于此kmax值，抽頭系數(shù)則由等式(10)確定。
矩陣C包含信道抽頭值。實(shí)際上，這些值是信道抽頭值的估算值。X和N值則分別為前信道和后信道噪聲功率的估算值。另外，矩陣S和S′包含符號(hào)序列組元s(0)、s(1)…s(Nc－1)。通常，這個(gè)序列由實(shí)數(shù)(±1值)構(gòu)成，這樣共軛便無作用了。
再者，這個(gè)方法可延伸用于使來自不同基站的信道模式作用。實(shí)質(zhì)上，XCSSHCH項(xiàng)由這類項(xiàng)的和替代，這類項(xiàng)的每一個(gè)對應(yīng)一個(gè)要被模式化的干擾基站。另外，此方法可延伸用于多個(gè)基站發(fā)射相同信息序列的情況，以提供宏分集或提供軟切換。在這些情況下，對應(yīng)每一基站的C矩陣和X記為Cb和Xb。等式(10)則變?yōu)閍modRAKE=[NS′S′H+ΣbXbCbSSHCbH]-1CeffSs]]>其中Ceff為與發(fā)射所要求的信號(hào)的基站相應(yīng)的Cb值的和。在矩陣逆項(xiàng)中，和可能包括不發(fā)射所要求的信號(hào)的基站，但這些基站產(chǎn)生了顯著的干擾量。
矢量a可采用另一種計(jì)算方式。偽噪聲序列通常用作符號(hào)序列。它們具有這樣的統(tǒng)計(jì)特性與無漂移的相關(guān)比較，具有時(shí)移序列模式的序列的相關(guān)是小的。無±1序列的漂移的相關(guān)給出Nc值，這里Nc為序列長度。結(jié)果，下列近似取值方式是有效的SSH＝NcI(13a)S′S′H＝NcI(13b)CSs＝NcSb (13c)其中b＝[c(-kmax)…c(-kmin)]T， (13d)S為信號(hào)功率，當(dāng)k＜0或k＞Nr－1時(shí)C(k)被定為零。將等式(13a)－(13d)代入等式(10)和(12)中可給出以下簡化的表達(dá)式a(kmax)=[XSCCH+NSI]-1b--(13e)]]>SNR(kmax)=NcbH[XSCCH+NSI]-1b--(13f)]]>
實(shí)際上，X/S和N/S項(xiàng)可由一組相關(guān)項(xiàng)替代。這一組相關(guān)項(xiàng)可為X/(N＋X)和N((N＋X)，即分別由前信道噪聲和后信道噪聲引起的總噪聲的部分。從以上討論可以看出，改進(jìn)RAKE濾波器抽頭系數(shù)將不同于RAKE濾波器抽頭系數(shù)。即使抽頭設(shè)在與RAKE濾波器抽頭相同的位置，系數(shù)也將是不同的，因?yàn)閄/S通常不是零。
圖4示出根據(jù)上述原理的一種示范性接收機(jī)的方框圖。所接收的無線電信號(hào)被混頻降到基帶并被取樣，這可通過將此信號(hào)在RF接收機(jī)400中與余弦和正弦波形混合并進(jìn)行濾波來實(shí)現(xiàn)。從而產(chǎn)生復(fù)合時(shí)間片樣值。這些時(shí)間片樣值在相關(guān)器401中與已知的符號(hào)序列相關(guān)聯(lián)。相關(guān)值隨后由FIR濾波器402濾波。在此適當(dāng)時(shí)間，根據(jù)符號(hào)定時(shí)信息，選擇器403將濾波后的輸出供給判定器404，判定器404采用FIR濾波器輸出確定哪一信息符號(hào)被檢測。系數(shù)計(jì)算單元405用于按上述方式確定FIR濾波器402中采用的抽頭系數(shù)。這包括信道抽頭和噪聲功率的估算量或相關(guān)量。
下面就雙射線靜態(tài)信道和多射線衰落信道對常規(guī)RAKE接收機(jī)和改進(jìn)RAKE接收機(jī)的特性進(jìn)行比較。
首先，就雙射線靜態(tài)信道比較常規(guī)RAKE濾波器和改進(jìn)RAKE濾波器的輸出SNR。這些SNR采用匹配濾波器SNR標(biāo)準(zhǔn)化，從而給出相對于匹配濾波器的損耗。假設(shè)對于常規(guī)RAKE濾波器和改進(jìn)RAKE濾波器均至少可有Nr個(gè)濾波器抽頭(即，Nt≥Nr)。并假設(shè)單位信道增益。
當(dāng)僅有一個(gè)信道抽頭為非零時(shí)，匹配濾波器、常規(guī)RAKE濾波器和改進(jìn)RAKE濾波器具有相同的特性。另外，當(dāng)其它網(wǎng)孔干擾占優(yōu)勢時(shí)(即X＝0)，所有這三種濾波器是等同的。但是，當(dāng)X為非零時(shí)，改進(jìn)RAKE濾波器和常規(guī)RAKE濾波器會(huì)招致?lián)p耗。下面考慮相同網(wǎng)孔干擾占優(yōu)勢(x＞＞N，或X＝0)的情形。
對于具有單位信道增益的雙射線信道而言，常規(guī)RAKE濾波器和改進(jìn)RAKE濾波器的損耗均可表示為|c(0)|2的函數(shù)。對于這種情況，具有恒定的kmax的2抽頭改進(jìn)RAKE濾波器的損耗示于圖5中。2抽頭改進(jìn)RAKE濾波器的總損耗由三條曲線的最小值給出。注意當(dāng)|c(0)|2小于0.5時(shí)，這會(huì)導(dǎo)致kmax＝-1的曲線(抽頭在-1和-2處)，而當(dāng)|c(0)|2大于0.5時(shí)會(huì)導(dǎo)致kmax＝1的曲線(抽頭在1和0處)。
相反，常規(guī)RAKE濾波器相應(yīng)于從c(0)射線收集能量的在0處的RAKE抽頭和從c(1)射線收集能量的在-1處的抽頭采用kmax＝0。在|c(0)|＞|c(1)|情況下，常規(guī)RAKE濾波器的這種特征示于圖6(a)中。其中條線指示出作為時(shí)間函數(shù)的相關(guān)器輸出，它表明最大射線(幅度為|c(0)|)在時(shí)間0處，第二大射線(幅度為|c(1)|)在時(shí)間1處。條線圖正下方為方框圖，它表明常規(guī)RAKE接收機(jī)是如何對這些相關(guān)進(jìn)行濾波的，即，通過使時(shí)間0處的相關(guān)乘以c*(0)并將其與時(shí)間1處的相關(guān)和c*(1)的積相加。
但是，在改進(jìn)RAKE濾波器中，一個(gè)抽頭設(shè)置于最強(qiáng)射線呈現(xiàn)的地方，而第二抽頭設(shè)置在與第二強(qiáng)射線呈現(xiàn)處相對的一側(cè)。圖6(b)示出這種工作原理的一個(gè)例子，它對應(yīng)于與圖6(a)相同的情況。應(yīng)注意，此圖中也示出了與圖6(a)具有相同相關(guān)輸出的相同條線圖。并且，條線圖下方的方框圖表明改進(jìn)RAKE接收機(jī)是如何對這些相關(guān)進(jìn)行濾波的。但是，應(yīng)注意，改進(jìn)RAKE濾波器是將時(shí)間0處的相關(guān)乘以不必等于c*(0)的a*(0)并再將此積加至?xí)r間-1處的相關(guān)和a*(1)的積。
通過檢查逆信道響應(yīng)能更好地理解在本發(fā)明的這個(gè)示范性實(shí)施例的改進(jìn)RAKE接收機(jī)中的抽頭位置設(shè)置原理。對于雙抽頭信道，信道響應(yīng)由下式給出H(z)＝h(0)＋h(1)z-1＝c(0)＋c(1)z-1(14)以穩(wěn)定性作為選擇逆變換的收斂區(qū)域(ROC)的標(biāo)準(zhǔn)，計(jì)算1/H(z)＝G(z)的脈沖響應(yīng)，可給出 (15)注意這假設(shè)對數(shù)據(jù)濾波的是g(k)而非g*(k)。當(dāng)c(0)為最大射線時(shí)，逆信道濾波器的抽頭設(shè)在0、1、2…；當(dāng)c(1)為最大射線時(shí)，逆信道濾波器的抽頭設(shè)在-1、-2…，因?yàn)楦倪M(jìn)RAKE濾波器的復(fù)合部分是以最小二乘法近似于信道逆向?yàn)V波器，所以當(dāng)c(0)為最大射線時(shí)帶兩個(gè)濾波器抽頭的改進(jìn)RAKE復(fù)合濾波器采用0和1的抽頭位置，而當(dāng)c(1)為最大射線時(shí)采用-1和-2的抽頭位置，這是不足為奇的。這與努力尋求穩(wěn)定的響應(yīng)g(k)，即努力恢復(fù)信道是一致的。
在此例中，改進(jìn)RAKE采用一個(gè)抽頭從最強(qiáng)射線收集信號(hào)能量。且此改進(jìn)RAKE采用第二抽頭抵消干擾。通過將RAKE復(fù)合濾波器當(dāng)作超前于相關(guān)濾波器可看出這一特征。例如，假設(shè)發(fā)射x(n)，而接收y(n)＝c(0)x(n)＋c(1)x(n－1)，其中|c(0)|＞|c(1)|。標(biāo)準(zhǔn)的多抽頭復(fù)合濾波器形成z(n)＝c*(0)y(n)＋c*(1)y(n＋1)＝Gx(n)＋c*(0)c(1)x(n－1)＋c(0)c*(1)x(n＋1)，其中G＝|c(0)|2＋|c(1)|2為信道增益。假定為隨機(jī)符號(hào)序列，在相關(guān)和判定之前，這會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)生信號(hào)功率GS和干擾功率(G＋2|c(0)|2|c(1)|2)X。較大的增益會(huì)賦予干擾X，因?yàn)镽AKE相干地復(fù)合干擾并引生附加的時(shí)間片間(interchip)干擾項(xiàng)。
與之相比，多抽頭改進(jìn)RAKE形成z(n)＝(1/c(0))y(n)－(c(1)/c2(0))y(n－1)＋…＝x(n)＋(c(1)/c(0))x(n－1)－(c(1)/c(0))x(n－1)－(c(1)/c2(0))x(n－2)＋…＝x(n).可以看出時(shí)間片間作用消除了。再假定為隨機(jī)符號(hào)序列，在相關(guān)器之前，這會(huì)給出信號(hào)功率S和干擾功率X，從而給出比采用常規(guī)RAKE更好的SNR。
正如前面所指出的，通過采用多個(gè)Nr個(gè)的抽頭，改進(jìn)RAKE濾波器可提供改善的特性，而這是RAKE濾波器不能提供的。圖7中畫出了對應(yīng)于2和3個(gè)抽頭的改進(jìn)RAKE濾波器總損耗以及對應(yīng)于多(即2或更多)抽頭的RAKE損耗。當(dāng)c(0)或c(1)為零時(shí)，僅有一個(gè)信道抽頭，而且這兩種濾波器與匹配濾波器是等同的。當(dāng)|c(0)|＝|c(1)|時(shí)，對于這兩種濾波器而言損耗是最大的，且當(dāng)兩者采用兩抽頭時(shí)給出了相同損耗。換言之，改進(jìn)RAKE濾波器提供了比RAKE濾波器更少的損耗。附加抽頭對RAKE濾波器無益，但通過提供附加干擾抵消，明顯為改進(jìn)RAKE濾波器提供了改善的SNR。
下面就多射線衰落信道，對改進(jìn)RAKE濾波器和RAKE濾波器進(jìn)行比較，其中此信道具有單位平均信道增益和平均射線增益E{|c(i)|2}1/Nr(即等于平均能量射線)。這種比較可通過信道射線值c(i)的Monte-Carlo模擬實(shí)現(xiàn)，這樣Re{c(i)和Im{c(i)}為零平均(zero mean)獨(dú)立高斯(Gaussian)隨機(jī)變量，其偏差為1/(2Nr)。這給予|c(i)|一個(gè)具有1/Nr的均方值的瑞利分布。在所傳輸?shù)姆?hào)的持續(xù)時(shí)間內(nèi)假設(shè)衰落程度是恒定的。對于改進(jìn)RAKE濾波器和RAKE濾波器而言，SNR損耗是通過將SNR相對于匹配濾波器的SNR標(biāo)準(zhǔn)化來確定的。濾波器采用的抽頭數(shù)Nt設(shè)定為等于信號(hào)射線數(shù)Nr。二進(jìn)制相干調(diào)制特性以作為Eb/No或Eb/Xo的函數(shù)的比特差錯(cuò)率(BER)表示，這里Eb為每比特能量，No和Xo為相關(guān)帶中的后信道和前信道噪聲頻譜密度。
首先，當(dāng)僅存在后信道噪聲(X/S＝0，Xo＝0)時(shí)，所有三種濾波器是等效的。圖8中給出了對應(yīng)不同射線的BER曲線。再者，圖9示出了僅存在前信道噪聲(N/S＝0，No＝0)時(shí)的結(jié)果。在這種情況下，信號(hào)和噪聲一起衰減，以致于匹配濾波器的特性與射線數(shù)無關(guān)，這與具有單位信道增益的靜態(tài)信道情形是等效的。
對于單射線信道，RAKE濾波器和改進(jìn)RAKE濾波器與匹配濾波器是等效的。對于多于一個(gè)信道的情況來說，特性的變差隨射線數(shù)而加劇。因此，對于給定的BER，為實(shí)現(xiàn)相同特性，RAKE濾波器和改進(jìn)RAKE濾波器需要超量Eb/Xo(它可表示為超量SNR)。這可用于確定特性的降低。
對于1％BER和兩射線情況，改進(jìn)RAKE濾波器和RAKE濾波器的Eb/Xo損耗分別為0.6dB和1.3dB。對于四射線，損耗分別為0.9dB和1.2dB。因此，當(dāng)N相對于X為小時(shí)，改進(jìn)RAKE濾波器特性明顯好于RAKE濾波器特性。通過增加抽頭，可進(jìn)一步改善改進(jìn)型RAKE濾波器的特性，使損耗隨意地趨近于0dB，這是RAKE濾波器不能實(shí)現(xiàn)的。
正如在IIR濾波器示范性實(shí)施例中那樣，F(xiàn)IR濾波器實(shí)施例可以自適性形式實(shí)現(xiàn)。對于自適應(yīng)FIR濾波器，可采用多種自適性算法中的任一種，這可參見例如S.Haykin著“自適應(yīng)濾波器理論”第二版(Englewood Cliffs，NJPrentice-Hall，1991)。
圖10示出采用自適應(yīng)FIR濾波器的示范性接收機(jī)的方框圖。所接收的無線電信號(hào)被混頻降到基帶并被取樣，例如可通過在RF接收機(jī)1000中將此信號(hào)與余弦和正弦波形混合并進(jìn)行濾波，從而產(chǎn)生復(fù)合時(shí)間片樣值。這些時(shí)間片樣值在相關(guān)器1001中與已知符號(hào)序列相關(guān)聯(lián)。相關(guān)值隨后由自適應(yīng)FIR濾波器1002濾波。在此適當(dāng)時(shí)間，根據(jù)符號(hào)定時(shí)信息，選擇器1003將濾波輸出供給判定器1004，此判定器采用FIR濾波器輸出來確定哪一信息符號(hào)被檢測。差分單元1005收取判定器1004和選擇器1003的輸出之間的差，形成誤差信號(hào)。來自于差分單元1005的誤差信號(hào)以及來自于方框1001的相關(guān)信號(hào)被送至自適應(yīng)濾波器修正計(jì)算機(jī)1006，此計(jì)算機(jī)自適應(yīng)地修正FIR濾波器系數(shù)。
雖然前述示范性實(shí)施例按一種順序展示了信號(hào)處理過程，但本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將知道，處理步驟可重新排序，以致于相關(guān)步驟放在IIR或FIR濾波步驟之后而不是在其之前。另外，濾波器抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分可限制于數(shù)值±1、±1/2、±1/4…和0，正如美國專利申請中所討論的，此申請的序號(hào)為08/054028，名稱為“量化相干Rake接收機(jī)”，申請日為1993年4月29日，其中公開的內(nèi)容在此引作參考。另外，當(dāng)抽頭參數(shù)的實(shí)數(shù)或虛數(shù)部分為零時(shí)，則不需要進(jìn)行相應(yīng)的關(guān)聯(lián)。在美國專利5237586中討論了僅進(jìn)行那些所需的關(guān)聯(lián)的一種有效方法，此專利授予Gregory E.Bottomley，名稱為“具有選擇性射線組合的RAKE接收機(jī)”，此專利在此引作參考。最后，在這里公開的全部示范性實(shí)施例中，濾波和選擇步驟可復(fù)合成每一信息符號(hào)周期內(nèi)的一個(gè)單一濾波步驟。
本發(fā)明還可用于增強(qiáng)CDMA系統(tǒng)中，在此系統(tǒng)中編碼用于將數(shù)據(jù)符號(hào)序列擴(kuò)展成碼符號(hào)序列。通常，一組可能已由某些其它碼編碼的數(shù)據(jù)符號(hào)被變換成幾種可能的碼符號(hào)之一種。每種碼符號(hào)通常表示為一個(gè)被稱作時(shí)間片的二進(jìn)制值的序列。這些碼符號(hào)隨后由已知符號(hào)序列復(fù)用或加密。雙正交和正交碼，諸如Walsh-Hadamard碼，通常用于形成碼符號(hào)集。授予PaulW.Dent的美國專利5218619中給出了增強(qiáng)CDMA系統(tǒng)的一個(gè)例子，此系統(tǒng)也采用差式解調(diào)，該專利的名稱為“CDMA差式解調(diào)”，在此也引作參考。
當(dāng)一個(gè)以上的信道由接收機(jī)解調(diào)時(shí)，本發(fā)明也是適用的。多個(gè)信道可由共享的系數(shù)計(jì)算機(jī)或自適應(yīng)濾波器修正計(jì)算機(jī)并行地解調(diào)。如果所接收的數(shù)據(jù)被緩沖，則采用差式解調(diào)形式順利解調(diào)是可能的。如果有導(dǎo)頻信號(hào)，它可由于改善信道估算、噪聲功率估算以及系數(shù)計(jì)算。
從本發(fā)明的所有方面講，上述示范性實(shí)施例都是出于描繪之意而非限制性的。因此，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，從這里的描述中可得出本發(fā)明的實(shí)施細(xì)節(jié)的許多變化。所有這些變化和改進(jìn)應(yīng)視為在由權(quán)利要求所限定的本發(fā)明的范圍和精神之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種接收機(jī)，包括接收裝置，用于接收復(fù)合信息并產(chǎn)生所接收的復(fù)合信號(hào)的復(fù)合樣值；相關(guān)裝置，用于使所述復(fù)合樣值與已知序列相關(guān)聯(lián)并產(chǎn)生相關(guān)值；濾波裝置，用于根據(jù)符號(hào)定時(shí)信息，選擇性地采用濾波系數(shù)對所述相關(guān)值進(jìn)行濾波，產(chǎn)生濾波值，每一值對應(yīng)一個(gè)符號(hào)周期；比較裝置，用于將所述濾波值與可能的符號(hào)值相比較來確定檢測數(shù)據(jù)序列；和計(jì)算裝置，用于計(jì)算所述選擇性濾波裝置的濾波系數(shù)，以使所述濾波值的信噪比最大。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述計(jì)算裝置根據(jù)信道抽頭系數(shù)和噪聲功率的估量來確定所述濾波系數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述計(jì)算裝置采用自適應(yīng)濾波器算法來確定所述濾波系數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述選擇性濾波裝置為無限沖擊響應(yīng)濾波器。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述選擇性濾波裝置為有限沖擊響應(yīng)濾波器。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述計(jì)算裝置將所述濾波系數(shù)量化為有限數(shù)量的可能值。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述相關(guān)裝置僅使相應(yīng)于非零濾波系數(shù)的樣值相關(guān)聯(lián)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，還包括用于從復(fù)合信號(hào)中順序消除檢測的信號(hào)，以產(chǎn)生用于檢測其它信號(hào)的剩余復(fù)合信號(hào)的裝置。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中所述選擇性濾波裝置包括濾波裝置，用于采用濾波系數(shù)對所述相關(guān)值進(jìn)行濾波，以在每一符號(hào)周期內(nèi)產(chǎn)生多個(gè)濾波值；和選擇裝置，用于根據(jù)符號(hào)定時(shí)信息選擇濾波值，每一值對應(yīng)一個(gè)符號(hào)周期。
10.一種接收機(jī)，包括接收裝置，用于接收復(fù)合信號(hào)并產(chǎn)生所接收的復(fù)合信號(hào)的復(fù)合樣值；相關(guān)裝置，用于將所述復(fù)合樣值與多個(gè)已知的序列相關(guān)聯(lián)，并為每一已知序列產(chǎn)生多個(gè)相關(guān)值；選擇性濾波裝置，用于根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，采用濾波系數(shù)對所述相關(guān)值進(jìn)行濾波，以產(chǎn)生濾波值，每一值對應(yīng)每一已知序列的每一符號(hào)周期；比較裝置，用于將所述濾波值相互比較，以確定要供此接收機(jī)用的傳輸數(shù)據(jù)序列；和計(jì)算裝置，用于在考慮到彩色干擾的情況下計(jì)算所述選擇性濾波裝置的濾波系數(shù)，以便當(dāng)所述濾波值相應(yīng)于傳輸序列時(shí)使所述濾波值的信噪比最大。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的接收機(jī)，其中所述的多個(gè)已知序列為一個(gè)正交碼集。
12.根據(jù)權(quán)利要求10的接收機(jī)，其中所述的多個(gè)已知序列為一個(gè)雙正交碼集。
13.根據(jù)權(quán)利要求10的接收機(jī)，其中所述相關(guān)裝置還包括解密裝置，用于對所述復(fù)合樣值解密，以產(chǎn)生解密值；和快速Walsh變換裝置，用于使所述解密值與可能的Walsh-Hadamard碼字相關(guān)聯(lián)。
14.根據(jù)權(quán)利要求10的接收機(jī)，其中所述選擇性濾波裝置包括濾波裝置，用于采用濾波系數(shù)對所述相關(guān)值進(jìn)行濾波，以在每個(gè)序列的每一符號(hào)周期內(nèi)產(chǎn)生多個(gè)濾波值；和選擇裝置，用于根據(jù)符號(hào)定時(shí)信息，選擇濾波值，每一值對應(yīng)每一序列的每一符號(hào)周期。
15.一種用于接收CDMA信號(hào)的方法，包括以下步驟接收復(fù)合信號(hào)并產(chǎn)生所接收的復(fù)合信號(hào)的復(fù)合樣值；使所述樣值與已知序列相關(guān)聯(lián)并產(chǎn)生相關(guān)值；根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，采用濾波系數(shù)選擇性地對所述相關(guān)值濾波，以產(chǎn)生濾波值，每一值對應(yīng)一符號(hào)周期；將所述濾波值與可能的符號(hào)值相比較，確定要用于此接收機(jī)的傳輸數(shù)據(jù)序列；和在考慮到彩色干擾的情況下計(jì)算所述選擇性濾波裝置的濾波系數(shù)，使所述濾波值的信噪比最大。
16.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，還包括以下步驟從復(fù)合信號(hào)中順序消除檢測的信號(hào)，以產(chǎn)生用于檢測其它信號(hào)的剩余復(fù)合信號(hào)。
17.一種接收機(jī)，包括接收裝置，用于接收復(fù)合信號(hào)并產(chǎn)生所接收的復(fù)合信號(hào)的復(fù)合樣值；濾波裝置，用于采用濾波系數(shù)對所述樣值濾波，以產(chǎn)生濾波值；選擇性相關(guān)裝置，用于根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息選擇性地使所述濾波值與已知序列相關(guān)，并產(chǎn)生相關(guān)值，每一值對應(yīng)一符號(hào)周期；比較裝置，用于將所述相關(guān)值與可能的符號(hào)值相比較，以確定要用于此接收機(jī)的傳輸數(shù)據(jù)序列；和計(jì)算裝置，用于在考慮到彩色干擾的情況下計(jì)算所述濾波裝置的濾波系數(shù)，以使所述相關(guān)值的信噪比最大。
18.一種接收機(jī)，包括接收裝置，用于接收信號(hào)，以產(chǎn)生所接收的信號(hào)的復(fù)合分量樣值；濾波裝置，用于采用濾波系數(shù)對所述樣值濾波，以產(chǎn)生濾波值；選擇性相關(guān)裝置，用于根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，選擇性地使所述濾波值與多個(gè)已知序列相關(guān)聯(lián)，并為每一已知序列產(chǎn)生多個(gè)相關(guān)值，每一值對應(yīng)一個(gè)符號(hào)周期；比較裝置，用于將所述相關(guān)值相互比較，以確定要用于此接收機(jī)的傳輸數(shù)據(jù)序列；和計(jì)算裝置，用于在考慮到彩色干擾的情況下計(jì)算所述濾波裝置的濾波系數(shù)，以便當(dāng)所述相關(guān)值對應(yīng)于傳輸序列時(shí)使所述相關(guān)值的信噪比最大。
19.在CDMA系統(tǒng)下行鏈路中，至少一個(gè)基站發(fā)射至少一個(gè)數(shù)據(jù)序列，一個(gè)接收機(jī)包括接收裝置，用于接收信號(hào)，以產(chǎn)生所接收信號(hào)的復(fù)合取樣；相關(guān)裝置，用于使所述樣值與已知序列相關(guān)聯(lián)并產(chǎn)生相關(guān)值；選擇性濾波裝置，用于根據(jù)符號(hào)時(shí)序信息，采用濾波系數(shù)選擇性地對所述相關(guān)值濾波，以產(chǎn)生濾波值，每一值對應(yīng)一個(gè)符號(hào)周期；比較裝置，用于將所述濾波值與可能的符號(hào)值相比較，以確定檢測的數(shù)據(jù)序列；和計(jì)算裝置，用于計(jì)算所述選擇性濾波裝置的濾波系數(shù)，以使所述檢測的數(shù)據(jù)序列等于所述的至少一個(gè)傳輸數(shù)據(jù)序列之一的可能性最大。
20.根據(jù)權(quán)利要求19的接收機(jī)，其中所述計(jì)算裝置根據(jù)多個(gè)基站的信道抽頭系數(shù)的估量和噪聲功率信息確定所述濾波系數(shù)。
21.在CDMA系統(tǒng)下行鏈路中，多個(gè)基站發(fā)射至少一個(gè)要用于同一接收機(jī)的數(shù)據(jù)序列，接收機(jī)包括接收裝置，用于接收信號(hào)，以產(chǎn)生所接收信號(hào)的復(fù)合樣值；相關(guān)裝置，用于使所述樣值與已知序列相關(guān)聯(lián)并產(chǎn)生相關(guān)值；選擇性濾波裝置，用于根據(jù)符號(hào)定時(shí)信息，采用濾波系數(shù)選擇性地對所述相關(guān)值濾波，以產(chǎn)生濾波值，每一值對應(yīng)一個(gè)符號(hào)周期；比較裝置，用于將所述濾波值與可能的符號(hào)值相比較，以確定檢測的數(shù)據(jù)序列；和計(jì)算裝置，用于計(jì)算所述選擇性濾波裝置的濾波系數(shù)，以使所述檢測的數(shù)據(jù)序列等于所述的至少一個(gè)傳輸數(shù)據(jù)序列之一的幾率最大。
全文摘要
CDMA下行鏈路信號(hào)的解調(diào)是通過所接收信號(hào)與已知符號(hào)序列的濾波相關(guān)實(shí)現(xiàn)的。與常規(guī)RAKE接收機(jī)不同，濾波不必用系數(shù)等于信道抽頭估量(105)的共軛的FIR濾波器(102)。本發(fā)明的濾波器是以這樣的方式使輸出信噪比最大，即考慮到了來自于與信號(hào)相同的基站的噪聲的部分為與信號(hào)相同的信道彩色化的事實(shí)。這是通過用更通用的濾波器，例如IIR濾波器(202)或FIR濾波器(402)，替代RAKE FIR(102)復(fù)合濾波器實(shí)現(xiàn)的。
文檔編號(hào)H04B7/08GK1124544SQ95190176
公開日1996年6月12日 申請日期1995年1月27日 優(yōu)先權(quán)日1994年1月27日
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