專利名稱：存在相拉噪聲時很強壯且解碼復(fù)雜性很低的64qam信號星座圖的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用QAM(正交幅度調(diào)制的)信號的傳輸系統(tǒng)，涉及接收這樣的信號、以及這樣的QAM信號的接收機。
為使通過CATV信道的數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸性能價格比更高，必須建立消費級的接收機。在這樣一種接收機的前端，頻率調(diào)諧器將感興趣的RF波段下變到基帶。商業(yè)級的調(diào)諧器插入了相當(dāng)大的相位噪聲。這種相位噪聲可能引起矩形的64QAM信號具有不能降低的誤碼率。換句話說，即使在極大的信噪比(SNR)下，系統(tǒng)也不能可靠地工作。
為了降低64QAM接收機中的相位噪聲以前已經(jīng)做了很多努力。包括-G.J.Foschini，R.D.Gitlin，和S.B.Weinstein，“On the selection of atwo-dimensional signal constellation in the presence of phase jitter andGaussian noise，”BSTJ，vol.52，no.6，pp.927-967，July-Aug.1973-B.W.Kernighan和S.Lin，“Heuristic solution of a signal designoptimization problem，”BSTJ，vol.52，no.7，pp.1145-1159，Sept.1973-K.Pahlavan，“Nonlinear Quantization and the design of coded anduncoded signal constellations，”IEEE Trans Comm.，vol.39，no.8，pp.1027-1215，Aug.1991-US Patent No.4,4,660,213這些努力已經(jīng)提供了一些在相位噪聲中性能改善了的QAM星座圖設(shè)計。但是，因為任意的判決區(qū)域?qū)τ趯崿F(xiàn)任意間隔的星座圖點是必需的所以的解碼器復(fù)雜得不能接受。
解碼器的復(fù)雜性在高速數(shù)據(jù)通信中成為很重要的問題，由于面向判決的實現(xiàn)需要相當(dāng)快速的解碼，使為了一般的最大似然(ML)解碼而使用極其復(fù)雜的ROM成為必需。
進一步的背景資料可從下面找到-E.A.Lee和J.G.Messerschmitt，Digial Communication，KluwerAcademic Publishers，Boston，1988，在其第6章中涉及64 QAM信號的解碼器。以及-J.Spilker，Digital Communication by Satellite，Prentice Hall，NJ，1977，在其第12章中涉及4QAM信號中的相位噪聲因此，本發(fā)明的一個目的是產(chǎn)生一個QAM傳輸系統(tǒng)，它使用一種具有低相位噪聲且解碼復(fù)雜性又很低的QAM信號星座圖。
產(chǎn)生一個對這樣一種64QAM信號解碼的解碼器也是本發(fā)明的一個目的。
使用具有這樣一種星座圖的信號就可以實現(xiàn)這個目的，該星座圖包括位于笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成比例于(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
這個星座圖最好用 為比例因子，以減少在解碼中使用的比特數(shù)。
使用這樣一種星座圖也可以實現(xiàn)該目的，該星座圖使用位于笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成比例于(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)；盡管這種星座圖已經(jīng)顯示出來比第一種星座圖更容易使信號受到加性噪聲的影響。
可以根據(jù)常規(guī)的在星座圖相鄰點之間對分線的技術(shù)來找到這些點的判決區(qū)域的邊界。但是，形狀更接近矩形的近似的判決區(qū)域，實現(xiàn)起來就更廉價。在識別判決點時，近似的判決區(qū)域會產(chǎn)生略微高一些的誤碼率，但是降低了所得到的解碼器的復(fù)雜性。
現(xiàn)在將參考下列附圖通過非限定性的例子來描述本發(fā)明。


圖1表示一個現(xiàn)有技術(shù)的QAM接收機。
圖2表示一個現(xiàn)有技術(shù)的壓控振蕩器/調(diào)諧器的相位噪聲特性。
圖3a表示根據(jù)本發(fā)明(星座圖A)帶有第一種類型的判決區(qū)域的信號星座圖。
圖3b表示帶有第二種類型的判決區(qū)域的星座圖B。
圖4表示圖3的一個定了坐標的形式。
圖5a表示根據(jù)本發(fā)明(星座圖B)帶有第一種類型的判決區(qū)域的第二個信號星座圖。
圖5b表示帶有第二種類型的判決區(qū)域的星座圖B。
圖6是信號解碼方案的性能比較。
圖7是信號解碼方案的性能比較。
圖8表示一種為星座圖A解碼的解碼器。
圖9表示一種為星座圖A解碼的解碼器的另一個實施例。
圖10表示一種為星座圖B解碼的解碼器。
一個基帶的QAM發(fā)射信號可以寫做S~(t)=αΣn∈IA~ng(t-nTs)----(1)]]>這里Ts是符號時間間隔，α是比例因子，I是整數(shù)間隔而 是QAM輸入符號流，它根據(jù)一個給定的QAM星座圖取復(fù)數(shù)值。而g(t)是一個任意形狀的函數(shù)，典型地取具有平方根升余弦(SQRC)譜的，以最大化SNR并最小化符號間干擾(ISI)。發(fā)射信號則由下式給出s(t)=Re{s~(t)exp(jωct)},----(2)]]>這里Wc是以弧度計的載波頻率。
在接收機處，發(fā)射信號首先被IF濾波。然后信號譜被頻率搬移到接近DC，以使整個雙邊的QAM譜處于通帶內(nèi)。這個頻率搬移是使用一個調(diào)諧器實現(xiàn)的。該調(diào)諧器將相位噪聲引入系統(tǒng)。該調(diào)諧器的輸出，當(dāng)受到用來限制峰值的可編程增益控制時，被稱為r(t)，并示為圖1的輸入，圖1是現(xiàn)有技術(shù)的QAM接收機，如上面提到的Lee等人的著作的第6章中所示的。信號r(t)提供給模擬到數(shù)字變換器101，然后饋入一個定時恢復(fù)電路102，102用所示的反饋環(huán)路控制模擬到數(shù)字變換器101的時鐘相位。
一個分析濾波器103，帶有SQRC濾波器特性，運作在模擬到數(shù)字變換器101的輸出端。在104中頻率搬移到基帶后，該信號，現(xiàn)在稱為 ，被送到一個自適應(yīng)均衡器105。由于振蕩器的缺陷，在發(fā)射機和接收機之間存在殘余的頻率偏差而且在自適應(yīng)均衡器105的輸出 中也存在相關(guān)聯(lián)的相位抖動，必須在自適應(yīng)均衡器后用載波恢復(fù)電路106進行校正。如圖所示在自適應(yīng)均衡器后使用復(fù)乘法器109來實現(xiàn)這個校正。QAM解碼器107在這個乘法器之后，最終執(zhí)行從復(fù)噪聲輸入到復(fù)符號輸出 的映射。也可使用一個判決反饋均衡器(DFE)108。自適應(yīng)均衡器的抽頭修正使用解碼的輸出和噪聲信號之間的誤差，以及由于載波恢復(fù)電路而需要的校正，以復(fù)乘法器101的形式表示。DFE只使用單元111中的誤差信號。
對于面向判決的實現(xiàn)來說，誤差信號 作為輸入來精調(diào)均衡器的抽頭系數(shù)。QAM解碼器也用做限幅器。在載波恢復(fù)環(huán)路中使用的輸出 也用于DFE。
QAM解碼必須盡可能快地執(zhí)行，以避免面向判決的環(huán)路中的延遲。
假設(shè)自適應(yīng)均衡器完全去掉了符號間干擾(ISI)，那么可以看到q~k=A~kexp(jφk)+n~k,----(3)]]>這里 是復(fù)加性噪聲而φk是未被載波恢復(fù)電路校正的殘余相位噪聲。
圖2表示了ANADIGICS設(shè)計的一個調(diào)諧器中一個壓控振蕩器VCO的相位噪聲特性。在100kHz偏移處相位噪聲電平大約是-100dBc/Hz。在這個帶寬上，相位噪聲電平基本上變得很平坦。正如上面提到的Spilker的著作第12章中討論的，這部分相位噪聲基本上是不能被載波恢復(fù)電路106中的鎖相環(huán)(PLL)所改變的，甚至當(dāng)帶寬做得比100kHz大得多時也是如此。典型地，PLL用于跟蹤低頻的抖動，而對于最佳結(jié)果來說高頻抖動則不做校正。PLL的輸出具有相位噪聲成分，由于加性噪聲， 也由于低頻的抖動。在假設(shè)SNR很大時可以忽略由于加性噪聲的相位噪聲成分。而且，低頻抖動與PLL的帶寬成反比。所以，選擇合適的PLL參數(shù)，可能相當(dāng)大地減少這種抖動。那么作為一階近似，相位噪聲，φk，可以認為是調(diào)諧器噪聲的未校正的平坦部分，如圖2所示。換句話說，對于符號率為5MHz，平坦部分從大約100kHz到大約3MHz。這種相位噪聲可以很方便地選0均值、帶有圖2中100kHz和3MHz之間曲線下區(qū)域給出的方差的高斯分布作為模型。這個區(qū)域由100kHz處的電平乘上頻段來近似。高斯相位噪聲分布則可用于評價相位噪聲下不同QAM星座圖的性能。
設(shè)計一種在相位噪聲下更強壯的QAM星座圖是可能的，如本發(fā)明的背景中所討論的。但是，好的QAM星座圖必須考慮解碼的復(fù)雜性。解碼復(fù)雜性較小的，必須滿足下列限制1.判決區(qū)域應(yīng)最好為矩形，這樣這些區(qū)域的邊界就可以用盡可能少的比特數(shù)代表。由于可以假設(shè)任意的坐標，這就隱含表明所有判決區(qū)域應(yīng)該由固定量的整數(shù)倍來代表，使得最大這樣的整數(shù)是一個較小的數(shù)。
2.應(yīng)該允許正交解碼。一種保證這一點的方法是關(guān)于y＝x線或大約45°角正交對稱來形成星座圖。一般只有最接近X和Y軸的點需要對稱，以便判決區(qū)域包括X和Y軸。
3.星座圖點必須使用與上面的假設(shè)相同的坐標，用數(shù)目較少的比
3.星座圖點必須使用與上面的假設(shè)相同的坐標，用數(shù)目較少的比特代表。這是因為ROM的大小直接與這個數(shù)目成正比。
在上面提到的Pahlavan的文章中，建議了一種允許正交解碼的64QAM星座圖。當(dāng)使用常規(guī)的對分連接相鄰星座圖點的直線的技術(shù)判斷時，產(chǎn)生的判決邊界是很難實現(xiàn)的。
根據(jù)本發(fā)明對Pahlavan星座圖所做的改進示于圖3a和3b。這里的星座圖點是(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
判決區(qū)域的邊界可以使用圖3a中所示的相鄰點之間的對分線來判斷。對于這些點中的大多數(shù)，這會得到矩形的判決區(qū)域，在解碼器中很容易實現(xiàn)。對于某些點，產(chǎn)生的非矩形判決區(qū)域?qū)崿F(xiàn)起來要更昂貴些，表示為鋸齒狀線。
這些鋸齒狀線在很多情況下可以用矩形的判決區(qū)域來近似，如圖3b所示。這些近似的區(qū)域給出了噪聲略大的性能，但是大大減少了解碼器的復(fù)雜性。近似的判決區(qū)域如下表所示表I
也可使用另一種換算過的星座圖，如圖4所示。兩種類型的判決區(qū)域示于圖中，彼此相疊。這種星座圖需要輸入的信號點在提供給解碼器之前用
為因子換算。經(jīng)換算后的點為(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(15，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。經(jīng)換算后的判決區(qū)域，帶有大致的矩形邊界，如下表所示表II
圖5a和5b表示了根據(jù)本發(fā)明的第二種星座圖(星座圖B)。這個星座圖的性能不如圖3a、3b和4中的星座圖。該星座圖的星座點是(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
判決區(qū)域仍然可以通過圖5a中所示的相鄰點之間的對分線來確定。但是，對于很多這樣的點，會得到非矩形的判決區(qū)域，如圖中的鋸齒線所表示的?？梢赃x擇更接近矩形近似的判決區(qū)域，如圖5b所示。這些近似的判決區(qū)域給出略微次于最佳的性能，但是在解碼器中實現(xiàn)起來會廉價得多。更接近矩形近似的判決區(qū)域如下表所示表III
圖6表示了圖3中的星座圖(星座圖A)在存在高斯相位噪聲作為SNR的函數(shù)時的誤比特率(BER)性能。這個圖中的線具有下列意義實線在加性高斯白噪聲(AWGN)中64QAM的理論性能短劃線在AWGN中差分編碼(DE)的矩形(Rect.)64QAM虛線帶1度rms相位噪聲的差分編碼矩形64QAM星號帶2度rms相位噪聲的差分編碼矩形64QAM點劃線在AWGN中差分編碼、修正的(這里“修正”表示使用近似的判決區(qū)域邊界，如圖3-5的非鋸齒線所示)64QAM星座圖A3點1劃線帶1度rms相位噪聲、差分編碼、修正的64QAM星座圖A長劃線帶2度rms相位噪聲、差分編碼、修正的64QAM星座圖A三角標號US專利N0.4,660,213的星座圖，在2度rms噪聲時使用最佳解碼‘’在1度rms噪聲時US專利No.4,660,213的星座圖“+”無相位噪聲時US專利No.4,660,213的星座圖令人驚訝的是，在兩度rms高斯相位噪聲時，星座圖A次最佳的解碼性能優(yōu)于使用US專利No.4,660,213的星座圖的最佳最大似然(ML)解碼。矩形QAM星座圖在兩度rms相位噪聲時不能可靠地工作。使該星座圖與一度rms相比在兩度rms相位噪聲時很強壯，在6dB相位噪聲電平時，造成相位噪聲的敏感性增加了。
圖7比較了星座圖A和B在高斯相位噪聲中的性能。表中的符號可以如下解釋，前三組符號與圖6中定義的相應(yīng)符號相同實線在加性高斯白噪聲(AWGN)中64QAM的理論性能虛線AWGN中差分編碼的矩形64QAM星號帶2度rms相位噪聲的差分編碼矩形64QAM短劃線在AWGN中差分編碼、修正的64QAM星座圖A點劃線帶2度rms相位噪聲、差分編碼、修正64QAM星座圖A3點1劃線在AWGN中差分編碼、修正的64QAM星座圖B長劃線在2度rms相位噪聲時差分編碼、修正64QAM星座圖B在兩度rms相位噪聲0.5dB量級上，星座圖B的性能略微差些。表IV總結(jié)了使用簡化的判決區(qū)域在10-5的BER上對于不同星座圖得到的性能。表IV
圖8表示一個為星座圖A解碼的解碼器。實部R和虛部I分量輸入到正交旋轉(zhuǎn)器801，輸出絕對值信號|R|和|I|。這些信號用來尋址ROM802。ROM802的內(nèi)容對應(yīng)于圖4所示的判決區(qū)域，可以是矩形的或根據(jù)次最佳解碼方案修正為矩形的。對應(yīng)于實部或虛部的五比特數(shù)表示從0到21的整數(shù)。因此兩個5比特數(shù)在復(fù)平面內(nèi)表示一個點。在ROM802中，在一個10比特地址處存儲了兩個5比特數(shù)，該地址存貯了接近所接收點的星座圖點。如前面所解釋的，對于ROM802中的一個星座圖點，每個軸只需存儲4比特，代表一個判決區(qū)域，因為所有星座圖點都是比16小的整數(shù)值，如圖4所示。
如果絕對值信號對應(yīng)于矩形判決區(qū)域，在803輸出判決區(qū)域指示。如果絕對值信號對應(yīng)于非矩形信號區(qū)域，在804輸出一個故障信號。如果804沒有輸出故障信號，開關(guān)805選擇ROM802的輸出。如果804輸出了故障信號，開關(guān)805選擇ROM806的輸出。
非矩形的判決區(qū)域由這個ROM806實現(xiàn)。為了尋址ROM806，值|R|和|I|饋入減法裝置807，輸出一個符號比特(Sign(|R|-|I|))和5比特的|R|-|I|值。這個5比特值隨之饋入比較器808，將輸入與值11相比較。符號比特和比較器的輸出一起尋址ROM806。這就實現(xiàn)了點(4，20)，(15，9)，(9，15)，和(20，4)的判決區(qū)域。ROM806根據(jù)下表輸出表V
可以看到，即使在這樣的實現(xiàn)中，在802處也需要一張很大的ROM表，即210×4×2＝213。在最右底邊和左頂邊處使用矩形區(qū)域可以做進一步的縮減，即分別為圖4中所示的(3，14)和(4，13)附近。圖9表示了這種實現(xiàn)。在這張圖中，未改變的單元保持與圖8中相同的參考號。添加一個截短器(truncator)901以截短|R|值和|I|值。產(chǎn)生2比特值用于尋址ROM902，ROM902目前只有24×4×2＝27比特。ROM902現(xiàn)在根據(jù)下表操作表VI
ROM903現(xiàn)在通過符號比特(Sign(|R|-|I|))和3個比較器808、904、和905的輸出尋址，這三個比較器分別將它們的輸入與值11、17、和5做比較。5比特的開關(guān)基于Sign(|R|-|I|)的值在|R|和|I|之間選擇，開關(guān)907的輸入與開關(guān)906的輸入相比是相反的。當(dāng)Sign(|R|-|I|)是正值時，開關(guān)906選擇|R|而開關(guān)907選擇|I|。當(dāng)Sign(|R|-|I|)是負值時，開關(guān)906選擇|I|而開關(guān)907選擇|R|。比較器808、904、905每個都給出一比特的輸出，表示其輸入是大于或小于相應(yīng)的數(shù)值，11、17和6。這些輸出，與Sign(|R|-|I|)一起用于尋址ROM903，ROM903根據(jù)其輸入值輸出適當(dāng)?shù)男亲鶊D點。在實施例中，點(14，3)、(15，9)、(20，4)、(3，14)、(9，15)、和(4，20)由ROM903根據(jù)下表解碼表VII
圖10表示一種為星座圖B解碼的解碼器。與前一張圖類似的單元給出相同的參考號。ROM1001的大小減少到了24×3×2。ROM1001與ROM902使用相同的判決表。但是，比特數(shù)減少了，因為最后一行輸出點是(16，16)而不是(15，15)；(16，16)可以用三個二進制0表示，而(15，15)需要四個二進制1。輸出1002現(xiàn)在只有6比特，而不是以前的8比特。開關(guān)1003只有8比特輸出，而不是以前的10比特。開關(guān)1004現(xiàn)在有5比特輸出，允許將它的輸出乘以2。比較器1006與12做比較，而不是11，比較器1007與27做比較，而不是5。增加了一個附加邏輯1005，使比較器1007的輸入是開關(guān)906和1004輸出的和。ROM1008根據(jù)下表判決表VIII
ROM1008現(xiàn)在有16×4×2比特。因此星座圖B與星座圖A相比解碼復(fù)雜性大大減少了。
權(quán)利要求
1.數(shù)字傳輸系統(tǒng)包括一個帶數(shù)字調(diào)制器以便根據(jù)一個QAM星座圖調(diào)制一個載波的發(fā)射機，所述的發(fā)射機用于通過一傳輸介質(zhì)將所述的調(diào)制載波發(fā)射到一個接收機，其特征在于，該QAM星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成正比于(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的傳輸系統(tǒng)，其特征在于該星座圖包括大致具有下列坐標的點(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(15，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。
3.帶一個調(diào)制器用于根據(jù)一個QAM星座圖調(diào)制一個載波的發(fā)射機，其特征在于，該QAM星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成正比于(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的發(fā)射機，其特征在于，該星座圖包括大致具有下列坐標的點(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(15，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。
5.數(shù)字傳輸系統(tǒng)包括一個帶數(shù)字調(diào)制器以便根據(jù)一個QAM星座圖調(diào)制一個載波的發(fā)射機，所述的發(fā)射機用于通過一傳輸介質(zhì)將所述的調(diào)制載波發(fā)射到一個接收機，其特征在于，該QAM星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成正比于(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
6.根據(jù)一個QAM星座圖調(diào)制一個載波的數(shù)字調(diào)制器，其特征在于，該QAM星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成正比于(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
7.由一個信號星座圖定義的QAM信號，其特征在于，該星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成正比于(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的信號，其特征在于該星座圖點大致具有下列坐標(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(1 5，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。
9.由一個信號星座圖定義的QAM信號，其特征在于，該信號星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，其坐標大致成正比于(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
10.為一個QAM信號解碼的解碼器，該解碼器包括接收該信號的輸入裝置、根據(jù)一個星座圖解碼的解碼裝置以及提供一個解碼信號的輸出裝置，其特點是，該星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，坐標大致成正比于(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的一個解碼器，其特征是，該解碼裝置實現(xiàn)的判決區(qū)域的邊界對分相鄰星座圖的點。
12.根據(jù)權(quán)利要求10的一個解碼器，其特征在于，該解碼裝置實現(xiàn)的判決區(qū)域大致成正比于下表中給定的值，邊界上的點歸為那些點所落入的邊界所屬的任何區(qū)域
13.權(quán)利要求10的解碼器，其特征在于，該解碼裝置實現(xiàn)的判決區(qū)域大致如下表所示，邊界上的點歸為那些點所落入的邊界所屬的任何區(qū)域
14.一個對QAM信號解碼的解碼器包括接收該信號的輸入裝置、根據(jù)一個星座圖將該信號解碼的解碼裝置以及提供一個解碼信號的輸出裝置，其特征在于，該星座圖包括笛卡兒平面第一象限內(nèi)的點，坐標大致成正比于(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的解碼器，其特征在于，該解碼裝置實現(xiàn)的判決區(qū)域如下表所示，或是下表的一個按比例換算的形式，處于邊界上的點歸為那些點所處的邊界所屬的任何區(qū)域
16.接收正交幅度調(diào)制信號的接收機包括接收一個調(diào)制信號的輸入裝置、根據(jù)多個帶邊界的判決區(qū)域?qū)⒁粋€信號解碼的解碼裝置，至少一個判決區(qū)域的邊界與所述的判決區(qū)域的至少一個其他的所述的邊界相一致，因此相位噪聲的影響減少了，該邊界中至少一個是近似的邊界，近似于但并不等于一條直線，該線對分相鄰的星座圖點，該判決區(qū)域中至少一個通過該近似的邊界成為矩形。
全文摘要
與矩形星座圖相比，一種64QAM的信號星座圖減少了相位噪聲，但是只需相當(dāng)簡單的解碼器。該星座圖具有近似矩形的判決區(qū)域，允許正交解碼；而且其星座圖點可以用很少的比特數(shù)來表示。
文檔編號H04L27/34GK1140520SQ95191590
公開日1997年1月15日 申請日期1995年10月10日 優(yōu)先權(quán)日1994年10月21日
發(fā)明者S·N·胡爾亞卡 申請人:菲利浦電子有限公司