專利名稱：用于殘留邊帶信號的盲目均衡器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理系統(tǒng)。尤其涉及用于例如可與高清晰度電視(HDTV)信息一起調(diào)制的殘留邊帶(VSB)視頻信號的盲目均衡器。
VSB信號和正交調(diào)幅(QAM)信號都是脈沖調(diào)幅(PAM)信號。傳送數(shù)字信息的QAM信號是由實部和虛部軸定義的二維數(shù)據(jù)符號分布所表示。相對照，VSB信號由一維數(shù)據(jù)符號分布所表示，其中的唯一的一個軸包括將要在接收機處恢復的量化數(shù)據(jù)。
在接收機處，從VSB或QAM信號恢復數(shù)據(jù)要實現(xiàn)三個功能符號同步的定時恢復、載波恢復(頻率解調(diào))和均衡。定時恢復的過程是將接收機時鐘(時基)同步于發(fā)射機時鐘。這使得所接收的信號在時間的最佳點處被取樣，以降低與所接收符號值的判定處理相關的限幅誤差的出現(xiàn)機會。載波的恢復是在所接收的RF信號被頻移到較低的中頻通帶(例如近基帶)后該RF信號頻移到基帶的處理過程，以實現(xiàn)調(diào)制基帶信息的恢復。
VSB系統(tǒng)的一個例子是新近提出的用于美國的大聯(lián)盟HDTV發(fā)送系統(tǒng)。該系統(tǒng)采用發(fā)送打包的數(shù)據(jù)流的VSB數(shù)字發(fā)送格式，并且美國聯(lián)幫通信委員會正通過它的高級電視業(yè)務咨訊委員會(ACATS)對該系統(tǒng)進行評價。1994年2月22日提交到ACATS技術分組的有關大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)的介紹(草案)可見于94年3月20-24日的國家廣播工作者聯(lián)合會的94年會刊、第48期廣播工程會議的會刊。
許多現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)采用自適應均衡來補償發(fā)送信道上變化條件效應及其干擾。均衡過程去除了由包括發(fā)送信道低通濾波效應的發(fā)送信道干擾所引起的基帶符號間的干擾(ISI)。ISI使得給定符號的值受到由其臨前及隨后的字符值而引起的畸變。均衡通常是對近基帶信號執(zhí)行，在載波恢復之前從近基帶信號去除任何殘留頻率的偏移，以產(chǎn)生真實的基帶輸出信號。這一功能通常由數(shù)字接收機電路執(zhí)行。均衡的執(zhí)行是在載波恢復基帶解調(diào)之前，因為載波恢復過程通常是一個判定過程(如已知那樣)，它要求由均衡功能提供至少部分的開“眼”。
自適應均衡器實際上是自適應數(shù)字濾波器。在采用自適應均衡器的系統(tǒng)中，有必要提供自適應濾波器響應的方法，以便充分地補償信道的畸變。針對自適應濾波器系數(shù)及其由此而生的濾波器響應，有幾種算法可用。一種廣為采用的方法使用了最小均方(LMS)算法。在此算法中，通過改變系數(shù)值作為誤差信號(E)的函數(shù)，該均衡器輸出信號被強制為近似等于一個基準數(shù)據(jù)序列。該誤差信號是通過從基準數(shù)據(jù)序列減去均衡器輸出信號而形成的。隨著誤差信號趨近于零，該均衡器則趨于收斂，從而均衡器輸出信號和基準數(shù)據(jù)序列大致相等。
當均衡器工作被啟動時，系數(shù)值(濾波器抽頭加權)一般都不是設置在實現(xiàn)對頻道畸變進行充分補償?shù)闹?。為強制均衡器系?shù)的初始的收斂，可采用已知的“訓練”信號作為基準信號。該信號在發(fā)射機及其接收機處都是編程產(chǎn)生的。在接收機處，通過從自適應均衡器的輸出中減去本機的訓練信號的復制產(chǎn)生信號而形成誤差信號。如已知的那樣，該訓練信號用于打開接收信號的原本封閉的“眼”。在與訓練信號相適應之后，該眼已經(jīng)張開到相當?shù)某潭?，且均衡器被切換到判定操作模式。在該模式中，濾波器抽頭加權的最終的收斂是利用均衡器輸出的符號的實際值、而不是利用訓練信號而實現(xiàn)的。這種以判定為目的的均衡模式能夠跟蹤并消除時間變化信道的畸變要比采用周期發(fā)送訓練信號的方法快許多。為了獲得判定均衡以提供可靠的收斂及穩(wěn)定的系數(shù)值，大約90％的判定必須是正確的。訓練信號有助于該均衡器實現(xiàn)90％的正確判定。
當不能得到訓練信號時就會引起問題。此時常常采用“盲目”均衡，以提供均衡器系數(shù)值的初始的收斂并強制該眼打開。已經(jīng)有對于盲目均衡的廣泛研究并被用于QAM系統(tǒng)。最好流行的盲目均衡的算法有“恒定模式算法”(CMA)及“遞減分布算法”(RCA)。這些算法在例如Proakis的《數(shù)據(jù)通信》(Mc Graw-Hill，紐約，1989年出版)及Godard的《二維數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中的自恢復均衡和載波跟蹤》(IEEE通信集，1980年11月)中有討論。
CMA和RCA算法不可以直接應用于VSB系統(tǒng)。CMA依賴于這樣的事實，即在判定的瞬時，被測數(shù)據(jù)符的模塊應處于定義不同半徑若干(分布)圓周之一的幾個點的軌跡上。CMA的這一性質(zhì)使之在載波時鐘之前(基帶解調(diào))就被使用。CMA原本地依賴于所處理的信號是二維信號，因為QAM信號情形中，該信號具有的形成同相及正交相位數(shù)據(jù)的(數(shù)據(jù))分布成份。該CMA不能直接應用于VSB信號，因為VSB信號是由一維數(shù)據(jù)符號分布所表示的。RCA取決于在主發(fā)送分布內(nèi)形成“超級分布”。數(shù)據(jù)信號先被強置在一個超級分布內(nèi)，然后將該超波分布細分，以包括整個(數(shù)據(jù)的)分布。RCA尤其要求二維數(shù)據(jù)分布，而一個VSB信號卻為一維數(shù)據(jù)符分布。
根據(jù)本發(fā)明原理，公開了一種在用于處理高清晰度電視信號的電視信號接收機中不采用CMA和RCA算法的盲目均衡器。具有逐級精細的分解度的多級量化器被受控地與均衡器的操作相關聯(lián)，用于提供不需要“訓練”信號的盲目均衡。
在所示出的實施例中，在均衡器前接有第一載波恢復網(wǎng)絡，隨后是第二載波恢復網(wǎng)絡，且輸入到系統(tǒng)的信號是沒有訓練成份的殘留邊帶(VSB)信號。


圖1是包括根據(jù)本發(fā)明原理的均衡器系統(tǒng)的高級電視機(例如HDTV接收機)一部分的框圖。
圖2是根據(jù)本發(fā)明原理的均衡器系統(tǒng)的另一實施例的框圖。
圖3示出了圖1和圖2的系統(tǒng)的部分的詳圖。
圖4示出與盲目均衡處理相關的符號判定過程。
在圖1中，由天線10接收的廣播VSB已調(diào)模擬HDTV信號由包括例如RF調(diào)諧電路、用于產(chǎn)生中頻通帶輸出信號的雙倍轉(zhuǎn)換調(diào)諧器和適度增益控制電路的輸入網(wǎng)絡14所處理。按照大聯(lián)盟HDTV的規(guī)定，所接收的VSB信號是一個8-VSB信號，具有10.76M符號/秒的符號速率并占有傳統(tǒng)的NTSC的6MHZ的帶寬頻譜。系統(tǒng)的尼奎斯特帶寬是5.38MHZ，在每個頻帶邊緣處有0.31MHZ的額外帶寬。
工作在例如2取樣/符號的取樣速率的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器16把從輸入處理器14來的通帶輸出信號從模擬型轉(zhuǎn)成數(shù)字型。本例中的所收VSB信號不包括導頻成份和訓練成份，并已由單元14所處理，以使6MHZ頻帶的中心標定在5.38MHZ。ADC16輸入端處的信號頻譜占據(jù)了2.38MHZ到8.38MHZ的范圍。當由定時恢復網(wǎng)絡17建立了定時同步時，ADC單元16以21.52MHZ對該信號取樣，該頻率是兩倍的符號速率。定時恢復網(wǎng)絡17提供了同步于在發(fā)射機處產(chǎn)生的對應時鐘的輸出符號時鐘(CLK)。時鐘CLK加到ADC單元16及接收機系統(tǒng)的其它單元。用于實現(xiàn)定時恢復的技術是已知的。一個尤其優(yōu)良的適于網(wǎng)絡17的定時恢復技術公開于相關的序號為(RCA 87，588)由C.Strolle等人提交的題為“用于殘留邊帶調(diào)制信號的獨立定時恢復系統(tǒng)”美國專利申請中。
在所要討論的系統(tǒng)中，發(fā)送信號的載波頻率標定在5.38MHZ，發(fā)送的符號頻率是10.76M符號/秒，而接收機取樣頻率是21.52MHZ。在定時鎖定處，接收機取樣頻率兩倍于發(fā)送符號的頻率。在載波鎖定處，當解調(diào)至基帶時，被恢復的載波頻率是接收機取樣頻率的四分之一。
ADC16的輸出數(shù)字信號加到載波處理器18。處理器18包括傳統(tǒng)設計的載波恢復網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡用于提供將被解調(diào)至近基帶的VSB輸出的信號。適用于此目的載波恢復網(wǎng)絡在本專業(yè)屬公知。一個尤其適用于單元18的載波恢復網(wǎng)絡在相關的由C.Strolle等人提交的美國專利申請(RCA87862)“用于殘留邊帶信號的載波恢復系統(tǒng)”中有介紹。在所討論的系統(tǒng)中，到絕對基帶的解調(diào)是由盲目均衡器網(wǎng)絡連同第二載波恢復網(wǎng)絡一起完成的，不依賴于導頻信號對載波恢復的協(xié)助或訓練信號對均衡的協(xié)助。將要處理的輸入VSB信號是有實部和虛部成份的復數(shù)信號，并可以是由大聯(lián)盟HDTV發(fā)送系統(tǒng)所用的類型。只有VSB信號的實部成份包括將要恢復的數(shù)據(jù)符號。
出自處理器18的近基帶VSB輸出信號包括數(shù)字數(shù)據(jù)及其由發(fā)送信道干擾引起的符號間干擾(ISI)和人為噪聲。該信號加到復數(shù)的、自適應正向饋送帶通均衡器20，例如分部間隔均衡器的輸入端，此時它被用作數(shù)字FIR濾波器。均衡器20在信號獲取過程中工作在“盲目”模式，而隨后工作在判定模式。如所要描述的那樣，均衡器20的系數(shù)值(抽頭加權)由加到控制輸入端的誤差信號“E”自適應地控制。
用于盲目均衡器的算法確定了用于VSB判定裝置的適當?shù)呐卸▍^(qū)，以便產(chǎn)生使得自適應均衡器收斂而不利用訓練信號的判定。在詳細討論盲目均衡過程之前，定義幾個術語是有助的。“判定區(qū)”是實數(shù)范圍的連續(xù)部分并有上、下邊界?！安欢ń缗卸▍^(qū)”是具有正無窮上邊界或負無窮下邊界的一個判定區(qū)。如若一個符號點有小于上邊界和大于下邊界的值，則它處在判定區(qū)內(nèi)。如果符號點處在該判定區(qū)內(nèi)，則該判定區(qū)“跨”了一個符號點?！芭卸ㄑb置”，如量化器，確定輸入的符號點是在哪個判定區(qū)，并輸出對應于該判定區(qū)的符號。“步長”，是在整個分布中兩個相鄰符號之間的距離。如上所指出，VSB信號實質(zhì)是一個一維數(shù)據(jù)分布，其中僅有一個軸包含將在接收機中恢復的量化符號數(shù)據(jù)。
在VSB系統(tǒng)中，判定區(qū)通常跨越整個分布的一個數(shù)據(jù)符。每一判定區(qū)的上、下邊界設置在分布取樣點之間的中間位置。如果將這些判定區(qū)用于均衡器的初始收聚，由于ISI的存在，將使得出自判定裝置的正確判定顯著低于90％，因而不會出現(xiàn)收斂。
如將要討論的那樣，在強制作出某些正確的判定過程中，盲目均衡算法將確定新的上和下判定區(qū)邊界。整個VSB分布被集群成若干分集，并確定上、下判定區(qū)的邊界。第一分集被細分成更小的分集，直到每分集只包括一個符號，且判定區(qū)對應于特定的VSB判定區(qū)。判定邊界通常處于在判定區(qū)內(nèi)的兩符號間的中央。每個判定級(例如一個量化器)允許若干個正確判定，以使均衡器接近收斂。因此，在盲目均衡處理中的每一個判定級用于在實現(xiàn)收斂的過程中逐級地打開VSB信號的“眼”。
每一判定區(qū)的上、下邊界是以下列方式判定。對于一個給定的符號集群，給定判定區(qū)的下邊界設置在這樣一個值，它比在該集群中的最小符號的值小半個步長。然而，如果該最小符號是該分布的最小的定值符號，則該下邊界被設置為負無窮值。該判定區(qū)的上邊界確定在這樣一個值，它比在該集群中的最大符號的值大半個步長。(除非該符號是該分布中的最大定值的符號，此時的上邊界被設置成正無窮值)。如果從均衡器輸出的符號屬于這些判定區(qū)之一，則該判定裝置的輸出被取作相關集群數(shù)據(jù)符的算術平均值。
當局部產(chǎn)生的誤差信號小于預定的量化器門限電平，意味著該判定區(qū)的估值可被細化，則可通過將符號的每一集群一分為二來改變該判定區(qū)。新的判定區(qū)的上和下邊界及其判定裝置的輸出則按上述方式重新計算。
上述的過程由下面8-VSB的實例加以說明。由大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)采納的信號格式采用了如下列8個數(shù)據(jù)符號定義的具有一維數(shù)據(jù)分布的8-VSB信號-7-5-3-1+1+3+5+7該一維分布由VSB信號的實部、同相成份所傳送。利用這一信號排列，符號都均勻地相距兩個單位，并且數(shù)據(jù)比特可被變換成符號，而不引發(fā)DC偏移。
上面給出的盲目均衡的例子包括三個階段，即三級，其中按三種不同的方式將輸入符號分組即“集群”，并由相關的量化判定裝置對其分別作逐級細化量化處理步驟。8符號VSB分布點的第一(粗略的)集群出現(xiàn)在包括粗略量化步長的第一均衡級，并產(chǎn)生兩個符號集群。及[1，3，5，7]針對此操作，量化器的限幅點被置成零并檢測數(shù)據(jù)符號(+或-)。對于這些集群的每一個的粗略量化步長判定區(qū)分別是[負無窮，0]和
。此時的粗略量化判定裝置的輸出分別是[-4][+4]。
在均衡的下一級的集群(更細)的下一級產(chǎn)生下列四個符號分集[-7，-5][-3，-1][1，3][3，5]對于這些集群的更細的量化步長判定區(qū)分別是[負無窮，-4][-4，0]
[4，正無窮]此時的更精細的分解度判定裝置的輸出分別是[-6][-2][2][6]。在均衡的最后級的最后的細化等級產(chǎn)生出符號集群[-7][-5][-3][-1][1][3][5][7]最精細的判定區(qū)是[負無窮，-6][-6，-4][-4，-2][-2，0]
[2，4][4，6][6，正無窮]該最精細分解度判定裝置輸出因此是全部的VSB分布-7-5-3-11357。由量化器產(chǎn)生的判定輸出是由輸入-輸出變換映射圖(查詢表)提供的，在量化器設計中，使用這種變換程序是已知的。在用于8-VSB信號的本例中是以四符號取樣的兩個集群為起始的。它也能夠以8個符號的一個集群開始。一個類似的操作適合于16-VSB信號。一個16-VSB信號可以由四個符號的四個集群起始或8個符號的兩個集群開始。當處于連續(xù)的粗略和精細區(qū)域二者之間時，判定區(qū)域的值一般由半值的因數(shù)所關聯(lián)，但這種關系不是關鍵。
上述過程由圖4總括，它示出了集群、判定區(qū)及用于8-VSB信號的盲目均衡的判定裝置輸出。如所要討論的，圖1中包括量化器52、54和56以及多路復用器(MUX)58的網(wǎng)絡50所執(zhí)行的這些操作用于提供時分多路的符號的輸出數(shù)據(jù)流。
對于VSB信號，上述過程的有時需要某些修正。當在一組判定區(qū)中的某些但不是全都判定區(qū)是無界時出現(xiàn)一個問題。對于VSB信號而言，最外側(cè)的正和負判定區(qū)是無邊界的。由于發(fā)送信道的干擾，可能要比在沒有信道畸變的正常情況下有更多點落入無邊界區(qū)。這種情況在判定裝置的輸出產(chǎn)生一個偏離。為克服這樣的偏離，要將無邊界判定區(qū)的范圍稍加縮短，而將有邊界判定區(qū)的范圍同時增加。這些范圍被縮短和加長的所需量是要實現(xiàn)下文中提到的最佳的補償值。這些值通常是整個判定區(qū)的小百分比。這一調(diào)節(jié)使得整個判定區(qū)的選擇是等概率的。
上述的8-VSB系統(tǒng)中的偏離調(diào)節(jié)過程由下例說明。以四集群級為例，判定區(qū)值由例如具有稍大于一個單位的值的補償標量因數(shù)“△”相乘而被修正。該補償值可能隨著特定系統(tǒng)的性質(zhì)和要求而變。補償?shù)哪康氖强s窄中間判定區(qū)的范圍。該補償不利用在判定區(qū)的正和負極限處最外側(cè)的值，即正或負無窮值。因此，在上述討論的第二符號集群的情形中，判定區(qū)修正如下[負無窮，-4*△][-4*△，0]
[4*△，正無窮]判定裝置的輸出被類似地修正為-6*△-2*△2*△6*△當量化器從兩集群切換到四集群以及從四集群切換到八集群時，對于均衡級(集群等級)的每一個的最優(yōu)補償值是通過減小RMS誤差中的不特定狀態(tài)而發(fā)現(xiàn)的。這些值常常由實驗確定。某些情況下輸出裝置的補償值及判定區(qū)的補償值可以不同。類似的情況也同樣適于16-VSB信號。
現(xiàn)描述圖1所示系統(tǒng)的操作。在本實施例中，盡管可采用其它的自適應濾波器結構，但此處將均衡器20制成具有可調(diào)節(jié)抽頭的FIR濾波器。均衡器20是一個復數(shù)單元，具有復數(shù)輸入和輸出端。然而均衡器可以是純實數(shù)濾波器，只處理輸入信號的同相實部分并有唯一實部輸出。圖2所示純實數(shù)均衡器將描述如下。
均衡器20的輸出信號送到第一(解)旋轉(zhuǎn)器22，它有傳統(tǒng)的構形并以公知的方式操作以響應控制信號補償輸入信號的相位誤差。旋轉(zhuǎn)器22是復數(shù)乘法器，包括在次級載波恢復網(wǎng)絡中。該網(wǎng)絡還包括相位檢測器網(wǎng)絡30和用于分離來自旋轉(zhuǎn)器22輸出信號的同相實部和正交虛部成份的網(wǎng)絡24。用于分離復數(shù)信號的實部和虛部成份的網(wǎng)絡是公知的。次級載波恢復網(wǎng)絡一般是要去除在均衡器20的輸出信號中的殘留的相位誤差，以產(chǎn)生基帶信號。次級載波恢復網(wǎng)絡有益地括充了在處理器18中的前級載波恢復網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡通常去除頻率偏移，但它缺少足以去除全部的頻率和相位偏移的能力。
從網(wǎng)絡24輸出的已分離的實部成份由將被討論的圖3中網(wǎng)絡30中實數(shù)相位檢測器32所處理。檢測器32的輸出信號代表檢測器輸入信號的相位誤差，它與均衡器20的輸出信號相關。檢測器32輸出的信號由環(huán)路濾波器34所濾波(例如一個積分器)，以產(chǎn)生正比于相位誤差的電壓。壓控振蕩器(VCO)36產(chǎn)生正比于此電壓的頻率。因而VCO36的輸出是復數(shù)信號，其頻率及相位都正比于來自適應均衡器輸出信號的相位誤差。VCO36的輸出信號控制解旋轉(zhuǎn)器22的操作以補償均衡器20輸出信號中的相位誤差。具體地說，旋轉(zhuǎn)器22按照VCO輸出信號的一個函數(shù)關系修正輸入信號的相位，以將相位誤差減至為零。
利用公知的信號處理技術，出自于網(wǎng)絡30的控制信號由單元64所共軛，以去除來自網(wǎng)絡30的復數(shù)控制信號的虛部成份。從單元64產(chǎn)生的純實部控制信號加到下面要討論的第二(解)旋轉(zhuǎn)器62的控制輸入端。從單元24分離的實部加到網(wǎng)絡50的輸入端以進行處理。單元67以來自網(wǎng)絡50的輸出實部信號處理來自單元24的已分離的虛部成份，以重新構成復數(shù)信號。
網(wǎng)絡50是包括三個并行量化器級(判定裝置)52、54和56的多級判定裝置，它們將量化數(shù)據(jù)提供到3∶1的時分多路復用器58。網(wǎng)絡50提供如上在圖4中所總結的符號集群、判定區(qū)和判定輸出。2級的量化器52在第一(粗略)級均衡期中被首先使用。當由檢測器66中的比較器網(wǎng)絡所檢測的、生成在第二旋轉(zhuǎn)器62的輸出端處的通帶誤差信號E的RMS值落至一預定門限值之下時，則由檢測器66產(chǎn)生多路器(MUX)控制信號。該控制信號使在網(wǎng)絡50中的MUX58從下一級(更精細)量化器選擇輸出，例如從在均衡第二級的四級量化器54選擇輸出。該均衡器響應從該量化器的使用所得出的信息，直到RMS誤差落到低于預定的第二門限且由檢測器66檢測到為止。由此條件下產(chǎn)生的多路器控制信號使得網(wǎng)絡50從下一個和最后一級(最細)量化器選擇輸出，在本例中是在均衡器的第三級和最后一級的8級量化器56。量化器56覆蓋全部的8-VSB分布。此時希望均衡器20應是能夠完全收斂。
組合器60的非反相輸入(+)端的輸入是量化前的復數(shù)信號，而組合器的反相輸入(-)端的輸入是實部成份量化后的復數(shù)信號。因此，組合器60的輸出信號代表量化前和量化后的差異，即代表所期量化電平的偏移/誤差。該信號表示基帶相位誤差。旋轉(zhuǎn)器22及旋轉(zhuǎn)器62是類似的復數(shù)旋轉(zhuǎn)器，它們以反向旋轉(zhuǎn)(即順時針和逆時針)。與旋轉(zhuǎn)器22相比較的旋轉(zhuǎn)方向上的差異由加到旋轉(zhuǎn)器62的控制輸入端的信號的共軛信號所引起。在旋轉(zhuǎn)器62的輸出生成的誤差信號E代表著通帶相位誤差，均衡器20將響應該誤差信號E而通過調(diào)節(jié)其系數(shù)而力圖除去該相位誤差。
網(wǎng)絡50可用單一的具有可控量化級的自適應均衡器，而不象所示那樣是三個分離的量化器52、54和56。均衡的基帶信號由單元76所解碼并由輸出處理器78所處理。解碼器76可包括例如去交錯器、瑞得-索羅門(Reed-Solomon)誤差校正及音頻/視頻解碼器網(wǎng)絡。輸出處理器78可包括音頻、視頻處理器和音頻、視頻再生裝置。在使用格構解碼器的系統(tǒng)中，對于格構解碼器的輸入可以取自第一旋轉(zhuǎn)器22輸出處的端點T1。
圖2所示系統(tǒng)也執(zhí)行近基帶VSB信號的盲目均衡，但使用純實數(shù)均衡器而不是圖1那樣的復數(shù)均衡器。在圖2中，已收VSB信號的實部加到自適應純實數(shù)正向饋送均衡器210的輸入。響應誤差信號E(如將要討論的那樣)對均衡器210的系數(shù)作調(diào)節(jié)。均衡器210的實數(shù)輸出信號在加法器212中與判定反饋均衡器214的實數(shù)輸出相組合。濾波器網(wǎng)絡216從加法器212的實數(shù)輸出重建實數(shù)的VSB信號成份的虛部正交相位成份。這種重建是利用公知的希爾伯特變換技術實現(xiàn)的，并根據(jù)這樣的事實，即VSB信號的同相實部成份和正交虛部成份近似地構成一個希爾伯特變換對。單元218組合來自濾波器216的重建的正交成份和來自單元212的實部成份，以產(chǎn)生具有已被均衡的實部成份的重建復數(shù)VSB信號。延時單元220補償了與重建濾波器216操作相關的時延，以確保達到加法器218的輸入信號時間吻合。
出自單元218的復數(shù)VSB信號由乘法器(旋轉(zhuǎn)器)224所處理，該旋轉(zhuǎn)器與圖1的旋轉(zhuǎn)器22的操作方式相同，同樣響應由在對應于圖中1中單元30的次級載波恢復網(wǎng)絡226中VCO所產(chǎn)生的復數(shù)輸出信號。如在圖1中的情況那樣，載波恢復網(wǎng)絡226響應由實部/虛部成份分離器228提供的旋轉(zhuǎn)器224輸出信號的已分離實部成份。出自單元228的實部成份由對應于圖1中網(wǎng)絡50的一個多級量化器判定網(wǎng)絡230所處理。已均衡的基帶VSB信號出現(xiàn)在量化器230的輸出，并被傳送到隨后的信號處理電路(沒示出)。
量化器230的實部輸入和輸出信號由減法器232差分，并將產(chǎn)生的實部信號加到乘法器234的輸入。減法器的輸出信號代表了量化器230的實部輸入信號和經(jīng)該量化器230量化的實部輸出信號之差。乘法器234的另一個輸入接收出自減法器232實部信號。由單元228分離的虛部成份以及來自量化器230輸出的已均衡的實部成份由單元236組合，以產(chǎn)生加到乘法器240的信號輸入端復數(shù)VSB信號。乘法器240的另一個輸入接收來自共軛網(wǎng)絡236的實部信號，共軛網(wǎng)絡236把在單元226的復數(shù)輸出信號中的虛部成份反相。
乘法器240的輸出是實部的通帶信號(只有復數(shù)乘法器的實部輸出被使用)。該信號被加到判定反饋均衡器214的信號輸入端，而且均衡器214的控制輸入端接收來自乘法器234的誤差輸出信號(E)。該誤差信號表示通帶誤差信號，并也被加到均衡器210的輸入作為系數(shù)控制信號。均衡器214輸出是實數(shù)，并在單元212中與均衡器210的已均衡的實部輸出信號相組合。反饋均衡器214去除沒有被正向均衡器210所去除的剩余的符號間干擾。判定反饋均衡器是公知的。多級量化器230可以按與圖1所示的相同的方式由MUX控制信號所控制，如結合圖1的描述，通過檢測該誤差信號來生成加到與量化器230相關的多路器的MUX控制信號。
在圖1中的次級載波恢復回路中網(wǎng)絡30的以及相對應的圖2中網(wǎng)絡226的相位檢測器32被詳細地示于圖3中。相位檢測器32僅用VSB信號的實部成份測量載波的相位誤差，并產(chǎn)生正比于該載波相位誤差的正弦值的輸出信號。相位檢測器32主要是檢測在輸入到相位檢測器的實部成份中的任何正交相位成份。這種實部成份的任何此類正交畸變都代表在相位檢測器32的輸出中顯現(xiàn)的相位偏移誤差。
如所示安排，相位檢測器包括量化器310，符號延時單元312和314、乘法器316和318以及相減組合器320。量化器310在8-VSB信號情形中是一個8等級量化器，在16-VSB情形中是一個16等級量化器，以此類推。延時單元312和314補償了與該量化器310操作相關的過渡時間延時，以使得到達乘法器314和316的信號是時間同步的。相位檢測器32是在輸入和輸出之間具有小量(一個符號)延時的低遲滯(latency)相位檢測器，產(chǎn)生一個好的噪聲跟蹤。
相位檢測器產(chǎn)生的相位誤差輸出信號Ph(t)正比于輸入信號h(t)的相位(角度)誤差的正弦值。如從圖1中可見到的，該信號是自適應均衡器輸出信號的旋轉(zhuǎn)后的生成信號。相位檢測器輸出信號Ph(t)由下式所定義Ph(t)＝h(t)*h＇(t－T)－h(huán)＇(t)*h(t－T)其中的h＇(t)是量化器判定裝置310的輸出，h(t)是旋轉(zhuǎn)后的自適應均衡器的輸出，而T是符號周期。相位檢測器輸出信號Ph(t)正比于其輸入信號的正弦值，而不正比于定時偏移。該正弦函數(shù)并不是單純的數(shù)學正弦函數(shù)，而是從相位檢測器32的輸入-輸出變換函數(shù)的形狀產(chǎn)生的結果。
權利要求
1.一種在接收易顯現(xiàn)載波偏移的已發(fā)送信號的系統(tǒng)中的裝置，包括均衡器(20)，對所說的已收信號執(zhí)行盲目均衡；和，控制網(wǎng)絡，用于控制所說均衡器的操作以產(chǎn)生盲目均衡，所說控制網(wǎng)絡包括(a)多級累接量化器(50)，用于量化所說均衡器20輸出數(shù)據(jù)，所說量化器在不同的級具有逐層細化的分解度的量化等級；(b)檢測器(60，66)，響應來自所說量化器的已量化的數(shù)據(jù)，用于產(chǎn)生一個控制信號；以及(c)用于將所說控制信號連接到所說均衡器的裝置。
2.根據(jù)權利要求1的裝置，其中，所說已收信號是殘留邊帶(VSB)信號，該信號被格式化為代表數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的一維分布的數(shù)據(jù)符號(-7，-5，-3，-1，1，3，5，7)，并易表現(xiàn)出載波偏移；以及所說的量化器將所說的VSB符號分布分組成逐層更小的符號分集。(圖4)
3.根據(jù)權利要求2的裝置，其中，其中所說的已收信號是一個8-VSB信號；以及所說的量化級分別是2等級、4等級和8等級量化。
4.根據(jù)權利要求1的裝置，其中，所說的控制網(wǎng)絡還包括用于產(chǎn)生控制信號的裝置(66)，用于控制所說量化器輸出數(shù)據(jù)的分解度。
5.根據(jù)權利要求1的裝置，還包括第一載波恢復網(wǎng)絡(18)，用于將一個近基帶給信號提供到所說的均衡器；其中所說控制網(wǎng)絡還生成一個誤差信號(E)，該信號表示用于加到所說均衡器的控制輸入端的一個載波誤差。
6.根據(jù)權利要求1的裝置，還包括載波恢復網(wǎng)絡(22、30、62)，用于將所說的均衡器的輸出信號向基帶方向位移。
7.根據(jù)權利要求5的裝置，還包括第二載波恢復網(wǎng)絡(22、30、62)，用于將從所說的均衡器輸出的信號向基帶方向位移。
8.根據(jù)權利要求1的裝置，還包括裝置(60)，用于產(chǎn)生代表輸入到所說量化器的未被量化信號和從該量化器輸出的已量化信號之間的差值的信號，該差值信號表示載波的相位誤差；以及裝置(62)，用于把所說的差值信號送到所說的均衡器及所說的檢測器。
9.在一個用于接收已發(fā)射的視頻信號的系統(tǒng)中，該視頻信號包括表示數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)符號的分布并易顯現(xiàn)載波偏移，一種與信號均衡器結合使用以實現(xiàn)盲目均衡的方法，所說的方法包括以下步驟(a)對所說已收輸入信號均衡以產(chǎn)生輸出信號；(b)按照逐層更高分解度的多個量化級對所說均衡步驟的所說輸出信號進行累加量化，所說的量化包括以下步驟(b1)把所說符號分布分組成多個符號分集；(b2)利用相關的判定區(qū)以分解度等級的第一級對所說符號分集的每一分集進行量化，以產(chǎn)生針對每一符號分集的判定輸出符號；(b3)參照一個門限值對所說的判定輸出符號進行估值；以及(b4)重復作為門限值的函數(shù)的步驟(b1)至(b3)，以便在連續(xù)的量化級處產(chǎn)生逐層細化的量化等級；(c)提取一個作為所說判定輸出符號的函數(shù)的誤差信號；以及(d)把所說誤差信號傳送給所說均衡器的控制輸入端。
10.根據(jù)權利要求9的方法，其中所說的量化等級的每一等級包括以下步驟把所說的分布符號分組成多個符號分集；參照判定區(qū)對每個分集進行估值；以所說判定區(qū)的估值為基礎提供量化判定符號輸出。
11.根據(jù)權利要求9方法，其中，在所說的分組步驟中，所說符號被分組成逐步變小的符號分集；以及在所說的估值步驟中，所說的判定區(qū)具有逐步變窄的范圍。
12.根據(jù)權利要求9的方法，其中，所說已收信號是殘留邊帶(VSB)信號，該信號被格式化成數(shù)據(jù)符號(-7，-5，-3，-1，1，3，5，7)的一維分布。
13.根據(jù)權利要求12的方法，其中，所說的已收到信號是一個8-VSB信號；以及所說的量化步驟包括三個量化級，分別是2等級、4等級和8等級量化。
14.根據(jù)權利要求9的方法，其中，所說的步驟(b1)至(b3)被重復，直到每分集包括一個單一符號為止。
15.根據(jù)權利要求9的方法，還包括步驟利用具有大于一個單位的值的補償因數(shù)修正判定區(qū)值。
16.根據(jù)權利要求9的方法，還包括步驟對所說判定符號輸出進行多路復用，以形成輸出數(shù)據(jù)流。
全文摘要
一種處理以一維數(shù)據(jù)分布的殘留邊帶(VSB)格式發(fā)送的HDTV信號的電視信號接收機，包括第一載波恢復網(wǎng)絡(18)、均衡器(20)及第二載波恢復網(wǎng)絡(22、30、62)。多級的量化器網(wǎng)絡(50、66)具有與均衡器的操作相結合的逐級細化分解度，以提供盲目均衡而不需“訓練”信號。第二載波恢復網(wǎng)絡包括相位檢測器(30)，其中將一個符號延時(312)的輸入信號與已量化的(310)輸入信號相乘(316)，并將未被量化的輸入信號和已被量化(310)的一個符號延時(314)的輸入信號相乘(318)。由相乘所產(chǎn)生的信號被相減組合(320)以提供代表載波相位誤差的輸出信號。
文檔編號H04N5/44GK1144580SQ95192186
公開日1997年3月5日 申請日期1995年3月13日 優(yōu)先權日1994年3月21日
發(fā)明者克里斯托夫·H·斯特羅爾, 史蒂文·T·賈菲 申請人:Rca湯姆森許可公司