專利名稱：在載波恢復網(wǎng)絡中用于殘留邊帶信號的相位檢測器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理系統(tǒng)。尤其涉及在載波恢復網(wǎng)絡中用于例如可與高清晰度電視(HDTV)信息一起調(diào)制的殘留邊帶(VSB)信號的相位檢測器。
在接收機處，從一VSB或一QAM(正交幅度調(diào)制)信號恢復數(shù)據(jù)要實現(xiàn)三個功能符號同步的定時恢復、載波恢復(頻率解調(diào))和均衡。定時恢復的過程是將接收機時鐘(時基)同步于發(fā)射機時鐘。這使得所接收的信號在時間的最佳點處被取樣，以降低與所接收符號值的判定處理相關(guān)的限幅誤差的出現(xiàn)機會。載波的恢復是在所接收的RF信號被頻移到較低的中頻通帶—近基帶后，該RF信號最終被頻移到基帶的處理過程，以實現(xiàn)調(diào)制基帶信息的恢復。均衡是用于對所接收信號補償傳輸信道干擾的效應的處理過程。
更具體地說，均衡過程去除了由包括信道低通濾波效應的發(fā)送信道干擾所引起的基帶符號間的干擾(ISI)。ISI使得給定符號的值受到由其臨前及隨后的字符值而引起的畸變。對于QAM信號，定時恢復通常是在接收機中采用的第一功能。定時從中頻通帶信號或近基帶信號—即由載波恢復網(wǎng)絡糾正的具有載波偏移的一基帶信號—中恢復。在每種情況下，定時能夠在基帶解調(diào)之前確定。載波恢復解調(diào)處理過程通常是兩步驟處理。第一，通帶信號被頻移器移至近基帶，該頻移器對在輸入通帶信號和所需基帶信號之間的頻移為多少采用一“最佳預測”。此頻移通常由模擬電路實現(xiàn)—即在接收機的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換之前。然后，在此近基帶信號上完成均衡。最后，完成載波恢復，這將從近基帶信號去除任何殘留頻率的偏移，以產(chǎn)生真實的基帶輸出信號。這一功能由數(shù)字接收機電路完成。在一實現(xiàn)到近基帶的頻移的第一本振和載波恢復回路網(wǎng)絡之間插入一個均衡器。這是因為載波恢復過程通常是一個以判定為目的的過程(如已知那樣)，它要求由均衡器的功能提供至少部分的開“眼”。
傳送數(shù)字信息的QAM信號由一個被實軸和虛軸定義的兩維數(shù)據(jù)符號分布表示。相對照，VSB信號由一維數(shù)據(jù)符號分布所表示，其中的唯一的一個軸包括將要在接收機處恢復的量化數(shù)據(jù)。VSB信號的同步解調(diào)通常在導頻信號的協(xié)助下完成。導頻信號有助于以一個步驟解調(diào)VSB信號到基帶，通常不存在殘余相位或頻率誤差，采用常規(guī)技術(shù)以對QAM信號執(zhí)行的順序執(zhí)行定時恢復、解調(diào)和均衡功能，這樣做對VSB信號不適用。對于QAM信號，已知幾種定時恢復方法不依賴于在近基帶信號和基帶信號之間的頻率偏移補償。然而，一般認為與頻率無關(guān)的定時恢復技術(shù)對VSB信號不適用。由于這個原因，在VSB系統(tǒng)中，在過去首先實現(xiàn)了絕對解調(diào)到基帶。
包括導頻信號成份的VSB系統(tǒng)的一個例子是新近提出的用于美國的大聯(lián)盟HDTV發(fā)送系統(tǒng)。該系統(tǒng)采用發(fā)送打包的數(shù)據(jù)流的VSB數(shù)字發(fā)送格式，并且美國聯(lián)幫通信委員會正通過它的高級電視業(yè)務咨訊委員會(ACATS)對該系統(tǒng)進行評價。1994年2月22日提交到ACATS技術(shù)分組的有關(guān)大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)的介紹(草案)可見于94年3月20-24日的國家廣播工作者聯(lián)合會的94年會刊、第48期廣播工程會議的會刊。如大聯(lián)盟采用的發(fā)送系統(tǒng)中的8-VSB系統(tǒng)的載波恢復網(wǎng)絡在存在諸如與用戶級接收機調(diào)諧器內(nèi)振蕩器有關(guān)的中等程度的相位誤差的情況下不能跟蹤載波誤差。這使得必需采用次級載波恢復網(wǎng)絡來消除殘余相位噪聲。
在通帶數(shù)字通信系統(tǒng)中，載波通常被一鎖相環(huán)路(PLL)跟蹤。相位檢測器是PLL的重要組成部分。相位檢測器確定所需相位糾正量的大小并產(chǎn)生相應的誤差信號，該誤差信號在與輸入信號相乘時將此信號解調(diào)到基帶。一用于判定的相位檢測器(DDPD)經(jīng)常用于QAM系統(tǒng)中，這樣的相位檢測器測量在輸入信號和輸入信號的經(jīng)量化信號之間的角度誤差形式的相位角。在QAM信號中，同相和正交成份的傳送數(shù)據(jù)符號及這些成份均在發(fā)射機處利用尼奎思特濾波產(chǎn)生。這意味著，當沒有符號間干擾(ISI)存在時，QAM信號的同相和正交成份的所期望值均是來自量化器的離散值。因此，通過測量在量化器判定值和從均衡器到量化器的輸入信號之間的角度差，DDPD能準確地測量相位誤差。
此項技術(shù)不直接適用于VSB信號。不象QAM信號，在一復數(shù)的VSB信號中只有同相成份(復數(shù)信號的實部成份)在發(fā)射機處需經(jīng)尼奎思特濾波。正交成份(虛部成份)需經(jīng)VSB濾波，而一般不需尼奎思特濾波。這種濾波的實質(zhì)是，即使不存在ISI，正交信道也要包含同相成份最佳取樣點處的所期值的連續(xù)值。常規(guī)DDPD的使用(如可用于QAM系統(tǒng)中)不適于VSB系統(tǒng)，因為從正交信道不提供離散符號值—例如量化取樣值。于是，這里公開一種相位檢測器，它在VSB數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)的載波恢復網(wǎng)絡中特別有用。
根據(jù)本發(fā)明原理，公開了一種適用于VSB信號處理系統(tǒng)載波恢復網(wǎng)絡中的相位檢測器。該相位檢測器包括一量化器，一提供已延時符號的延時網(wǎng)絡和第一及第二乘法器用于根據(jù)輸入的、已量化的和已延時符號的組合產(chǎn)生第一及第二符號。將第一和第二信號組合來產(chǎn)生一相位誤差信號。
在已公開的優(yōu)選實施例中，相位檢測器響應一純實部的VSB信號。該相位誤差信號施加給一均衡器的控制輸入端，在信號路徑上該均衡器之前是另一個載波恢復網(wǎng)絡。
在附圖中

圖1是包括根據(jù)本發(fā)明原理的相位檢測器裝置的高級電視機(例如HDTV接收機)一部分的框圖。
圖2是包括根據(jù)本發(fā)明原理的載波恢復相位檢測器裝置的接收機系統(tǒng)的另一實施例的框圖。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明原理的相位檢測器電路的細節(jié)。
圖4示出與圖1和圖2描述的盲目均衡處理相關(guān)的符號判定過程。
在圖1中，由天線10接收的廣播VSB已調(diào)模擬HDTV信號由包括例如RF調(diào)諧電路、用于產(chǎn)生中頻通帶輸出信號的雙倍轉(zhuǎn)換調(diào)諧器和適度增益控制電路的輸入網(wǎng)絡14所處理。按照大聯(lián)盟HDTV的規(guī)定，所接收的VSB信號是一個8-VSB信號，具有10.76M符號/秒的符號速率并占有傳統(tǒng)的NTSC的6MHZ的帶寬頻譜。系統(tǒng)的尼奎斯特帶寬是5.38MHZ，在每個頻帶邊緣處有0.31MHZ的額外帶寬。
工作在例如2取樣/符號的取樣速率的模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器16把從輸入處理器14來的通帶輸出信號從模擬型轉(zhuǎn)成數(shù)字型。本例中的所收VSB信號不包括導頻成份和訓練成份，并已由單元14所處理，以使6MHZ頻帶的中心標定在5.38MHZ。ADC16輸入端處的信號頻譜占據(jù)了2.38MHZ到8.38MHZ的范圍。當由定時恢復網(wǎng)絡17建立了定時同步時，ADC單元16以21.52MHZ對該信號取樣，該頻率是兩倍的符號速率。定時恢復網(wǎng)絡17提供了同步于在發(fā)射機處產(chǎn)生的對應時鐘的輸出符號時鐘(CLK)。時鐘CLK加到ADC單元16及接收機系統(tǒng)的其它單元。用于實現(xiàn)定時恢復的技術(shù)是已知的。一個尤其優(yōu)良的適于網(wǎng)絡17的定時恢復技術(shù)公開于相關(guān)的序號為(RCA87，588)由C.Strolle等人提交的題為“用于殘留邊帶調(diào)制信號的獨立定時恢復系統(tǒng)”美國專利申請中。
在所要討論的系統(tǒng)中，發(fā)送信號的載波頻率標定在5.38MHZ，發(fā)送的符號頻率是10.76M符號/秒，而接收機取樣頻率是21.52MHZ。在定時鎖定處，接收機取樣頻率兩倍于發(fā)送符號的頻率。在載波鎖定處，當解調(diào)至基帶時，被恢復的載波頻率是接收機取樣頻率的四分之一。
ADC16的輸出數(shù)字信號加到載波處理器18。處理器18包括傳統(tǒng)設計的載波恢復網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡用于提供將被解調(diào)至近基帶的VSB輸出的信號。適用于此目的載波恢復網(wǎng)絡在本專業(yè)屬公知。一個尤其適用于單元18的載波恢復網(wǎng)絡在相關(guān)的由C.Strolle等人提交的美國專利申請(RCA87862)“用于殘留邊帶信號的載波恢復系統(tǒng)”中有介紹。在所討論的系統(tǒng)中，到絕對基帶的解調(diào)是由盲目均衡器網(wǎng)絡連同第二載波恢復網(wǎng)絡一起完成的，不依賴于導頻信號對載波恢復的協(xié)助或訓練信號對均衡的協(xié)助。將要處理的輸入VSB信號是有實部和虛部成份的復數(shù)信號，并可以是由大聯(lián)盟HDTV發(fā)送系統(tǒng)所用的類型。只有VSB信號的實部成份包括將要恢復的數(shù)據(jù)符號。
出自處理器18的近基帶VSB輸出信號包括數(shù)字數(shù)據(jù)及其由發(fā)送信道干擾引起的符號間干擾(ISI)和人為噪聲。該信號加到復數(shù)的、自適應正向饋送帶通均衡器20，例如分部間隔均衡器的輸入端，此時它被用作數(shù)字FIR濾波器。均衡器20在信號獲取過程中工作在“盲目”模式，而隨后工作在判定模式。如所要描述的那樣，均衡器20的系數(shù)值(抽頭加權(quán))由加到控制輸入端的誤差信號“E”自適應地控制。
來自處理器18的輸入VSB信號的初始盲目均衡采用可被認為是一個RCA算法的修改形式在VSB符號分布上執(zhí)行。具體地講，本發(fā)明人已經(jīng)實現(xiàn)了采用適合VSB信號的RCA算法的一維形式完成VSB信號的盲目均衡。采用的算法確定了用于VSB判定裝置的適當?shù)呐卸▍^(qū)，以便產(chǎn)生使得自適應均衡器收斂而不利用訓練信號的判定。
在詳細討論盲目均衡過程之前，定義幾個術(shù)語是有助的。“判定區(qū)”是實數(shù)范圍的連續(xù)部分并有上、下邊界?！安欢ń缗卸▍^(qū)”是具有正無窮上邊界或負無窮下邊界的一個判定區(qū)。如若一個符號點有小于上邊界和大于下邊界的值，則它處在判定區(qū)內(nèi)。如果符號點處在該判定區(qū)內(nèi)，則該判定區(qū)“跨”了一個符號點。“判定裝置”，如量化器，確定輸入的符號點是在哪個判定區(qū)，并輸出對應于該判定區(qū)的符號。“步長”，是在整個分布中兩個相鄰符號之間的距離。如上所指出，VSB信號實質(zhì)是一個一維數(shù)據(jù)分布，其中僅有一個軸包含將在接收機中恢復的量化符號數(shù)據(jù)。
在VSB系統(tǒng)中，判定區(qū)通?？缭秸麄€分布的一個數(shù)據(jù)符。每一判定區(qū)的上、下邊界設置在分布取樣點之間的中間位置。如果將這些判定區(qū)用于均衡器的初始收聚，由于ISI的存在，將使得出自判定裝置的正確判定顯著低于90％，因而不會出現(xiàn)收斂。
如將要討論的那樣，在強制作出某些正確的判定過程中，盲目均衡算法將確定新的上和下判定區(qū)邊界。整個VSB分布被集群成若干分集，并確定上、下判定區(qū)的邊界。第一分集被細分成更小的分集，直到每分集只包括一個符號，且判定區(qū)對應于特定的VSB判定區(qū)。判定邊界通常處于在判定區(qū)內(nèi)的兩符號間的中央。每個判定級(例如一個量化器)允許若干個正確判定，以使均衡器接近收斂。因此，在盲目均衡處理中的每一個判定級用于在實現(xiàn)收斂的過程中逐級地打開VSB信號的“眼”。
每一判定區(qū)的上、下邊界是以下列方式判定。對于一個給定的符號集群，給定判定區(qū)的下邊界設置在這樣一個值，它比在該集群中的最小符號的值小半個步長。然而，如果該最小符號是該分布的最小的定值符號，則該下邊界被設置為負無窮值。該判定區(qū)的上邊界確定在這樣一個值，它比在該集群中的最大符號的值大半個步長。(除非該符號是該分布中的最大定值的符號，此時的上邊界被設置成正無窮值)。如果從均衡器輸出的符號屬于這些判定區(qū)之一，則該判定裝置的輸出被取作相關(guān)集群數(shù)據(jù)符的算術(shù)平均值。
當局部產(chǎn)生的誤差信號小于預定的量化器門限電平，意味著該判定區(qū)的估值可被細化，則可通過將符號的每一集群一分為二來改變該判定區(qū)。新的判定區(qū)的上和下邊界及其判定裝置的輸出則按上述方式重新計算。
上述的過程由下面8-VSB的實例加以說明。由大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)采納的信號格式采用了如下列8個數(shù)據(jù)符號定義的具有一維數(shù)據(jù)分布的8-VSB信號-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7該一維分布由VSB信號的實部、同相成份所傳送。利用這一信號排列，符號都均勻地相距兩個單位，并且數(shù)據(jù)比特可被變換成符號，而不引發(fā)DC偏移。
上面給出的盲目均衡的例子包括三個階段，即三級，其中按三種不同的方式將輸入符號分組即“集群”，并由相關(guān)的量化判定裝置對其分別作逐級細化量化處理步驟。8符號VSB分布點的第一(粗略的)集群出現(xiàn)在包括粗略量化步長的第一均衡級，并產(chǎn)生兩個符號集群。及[1，3，5，7]針對此操作，量化器的限幅點被置成零并檢測數(shù)據(jù)符號(+或-)。對于這些集群的每一個的粗略量化步長判定區(qū)分別是[負無窮，0]和
。此時的粗略量化判定裝置的輸出分別是[-4] [+4]。
在均衡的下一級的集群(更細)的下一級產(chǎn)生下列四個符號分集[-7，-5] [-3，-1] [1，3] [3，5]對于這些集群的更細的量化步長判定區(qū)分別是[負無窮，-4][-4，0]
[4，正無窮]此時的更精細的分解度判定裝置的輸出分別是[-6] [-2] [2] [6]。在均衡的最后級的最后的細化等級產(chǎn)生出符號集群[-7] [-5] [-3] [-1] [1] [3] [5] [7]最精細的判定區(qū)是[負無窮，-6][-6，-4][-4，-2][-2，0]
[2，4][4，6][6，正無窮]。該最精細分解度判定裝置輸出因此是全部的VSB分布-7 -5 -3 -1 1 3 5 7。由量化器產(chǎn)生的判定輸出是由輸入-輸出變換映射圖(查詢表)提供的，在量化器設計中，使用這種變換程序是已知的。在用于8-VSB信號的本例中是以四符號取樣的兩個集群為起始的。它也能夠以8個符號的一個集群開始。一個類似的操作適合于16-VSB信號。一個16-VSB信號可以由四個符號的四個集群起始或8個符號的兩個集群開始。當處于連續(xù)的粗略和精細區(qū)域二者之間時，判定區(qū)域的值一般由半值的因數(shù)所關(guān)聯(lián)，但這種關(guān)系不是關(guān)鍵。
上述過程由圖4總括，它示出了集群、判定區(qū)及用于8-VSB信號的盲目均衡的判定裝置輸出。如所要討論的，圖1中包括量化器52、54和56以及多路復用器(MUX)58的網(wǎng)絡50所執(zhí)行的這些操作用于提供時分多路的符號的輸出數(shù)據(jù)流。
對于VSB信號，上述過程的有時需要某些修正。當在一組判定區(qū)中的某些但不是全都判定區(qū)是無界時出現(xiàn)一個問題。對于VSB信號而言，最外側(cè)的正和負判定區(qū)是無邊界的。由于發(fā)送信道的干擾，可能要比在沒有信道畸變的正常情況下有更多點落入無邊界區(qū)。這種情況在判定裝置的輸出產(chǎn)生一個偏離。為克服這樣的偏離，要將無邊界判定區(qū)的范圍稍加縮短，而將有邊界判定區(qū)的范圍同時增加。這些范圍被縮短和加長的所需量是要實現(xiàn)下文中提到的最佳的補償值。這些值通常是整個判定區(qū)的小百分比。這一調(diào)節(jié)使得整個判定區(qū)的選擇是等概率的。
上述的8-VSB系統(tǒng)中的偏離調(diào)節(jié)過程由下例說明。以四集群級為例，判定區(qū)值由例如具有稍大于一個單位的值的補償標量因數(shù)“Δ”相乘而被修正。該補償值可能隨著特定系統(tǒng)的性質(zhì)和要求而變。補償?shù)哪康氖强s窄中間判定區(qū)的范圍。該補償不利用在判定區(qū)的正和負極限處最外側(cè)的值，即正或負無窮值。因此，在上述討論的第二符號集群的情形中，判定區(qū)修正如下[負無窮，-4*Δ][-4*Δ，0]
[4*Δ，正無窮]。判定裝置的輸出被類似地修正為-6*Δ -2*Δ 2*Δ 6*Δ補償標量值可由實驗確定。當量化器從兩集群切換到四集群以及從四集群切換到八集群時，對于均衡級(集群等級)的每一個的最優(yōu)補償值是通過減小RMS誤差中的不特定狀態(tài)而發(fā)現(xiàn)的。這些值常常由實驗確定。某些情況下輸出裝置的補償值及判定區(qū)的補償值可以不同。類似的情況也同樣適于16-VSB信號。
現(xiàn)描述圖1所示系統(tǒng)的操作。在本實施例中，盡管可采用其它的自適應濾波器結(jié)構(gòu)，但此處將均衡器20制成具有可調(diào)節(jié)抽頭的FIR濾波器。均衡器20是一個復數(shù)單元，具有復數(shù)輸入和輸出端。然而均衡器可以是純實數(shù)濾波器，只處理輸入信號的同相實部分并有唯一實部輸出。圖2所示純實數(shù)均衡器將描述如下。
均衡器20的輸出信號送到第一(解)旋轉(zhuǎn)器22，它有傳統(tǒng)的構(gòu)形并以公知的方式操作以響應控制信號補償輸入信號的相位誤差。旋轉(zhuǎn)器22是復數(shù)乘法器，包括在次級載波恢復網(wǎng)絡中。該網(wǎng)絡還包括相位檢測器網(wǎng)絡30和用于分離來自旋轉(zhuǎn)器22輸出信號的同相實部和正交虛部成份的網(wǎng)絡24。用于分離復數(shù)信號的實部和虛部成份的網(wǎng)絡是公知的。次級載波恢復網(wǎng)絡一般是要去除在均衡器20的輸出信號中的殘留的相位誤差，以產(chǎn)生基帶信號。次級載波恢復網(wǎng)絡有益地括充了在處理器18中的前級載波恢復網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡通常去除頻率偏移，但它缺少足以去除全部的頻率和相位偏移的能力。
從網(wǎng)絡24輸出的已分離的實部成份由將被討論的圖3中網(wǎng)絡30中實數(shù)相位檢測器32所處理。檢測器32的輸出信號代表檢測器輸入信號的相位誤差，它與均衡器20的輸出信號相關(guān)。檢測器32輸出的信號由環(huán)路濾波器34所濾波(例如一個積分器)，以產(chǎn)生正比于相位誤差的電壓。壓控振蕩器(VCO)36產(chǎn)生正比于此電壓的頻率。因而VCO36的輸出是復數(shù)信號，其頻率及相位都正比于來自適應均衡器輸出信號的相位誤差。VCO36的輸出信號控制解旋轉(zhuǎn)器22的操作以補償均衡器20輸出信號中的相位誤差。具體地說，旋轉(zhuǎn)器22按照VCO輸出信號的一個函數(shù)關(guān)系修正輸入信號的相位，以將相位誤差減至為零。
利用公知的信號處理技術(shù)，出自于網(wǎng)絡30的控制信號由單元64所共軛，以去除來自網(wǎng)絡30的復數(shù)控制信號的虛部成份。從單元64產(chǎn)生的純實部控制信號加到下面要討論的第二(解)旋轉(zhuǎn)器62的控制輸入端。從單元24分離的實部加到網(wǎng)絡50的輸入端以進行處理。單元67以來自網(wǎng)絡50的輸出實部信號處理來自單元24的已分離的虛部成份，以重新構(gòu)成復數(shù)信號。
網(wǎng)絡50是包括三個并行量化器級(判定裝置)52、54和56的多級判定裝置，它們將量化數(shù)據(jù)提供到3∶1的時分多路復用器58。網(wǎng)絡50提供如上在圖4中所總結(jié)的符號集群、判定區(qū)和判定輸出。2級的量化器52在第一(粗略)級均衡期中被首先使用。當由檢測器66中的比較器網(wǎng)絡所檢測的、生成在第二旋轉(zhuǎn)器62的輸出端處的通帶誤差信號E的RMS值超出一預定門限值之下時，則由檢測器66產(chǎn)生多路器(MUX)控制信號。該控制信號使在網(wǎng)絡50中的MUX58從下一級(更精細)量化器選擇輸出，例如從在均衡第二級的四級量化器54選擇輸出。該均衡器響應從該量化器的使用所得出的信息，直到RMS誤差超出預定的第二門限且由檢測器66檢測到為止。由此條件下產(chǎn)生的多路器控制信號使得網(wǎng)絡50從下一個和最后一級(最細)量化器選擇輸出，在本例中是在均衡器的第三級和最后一級的8級量化器56。量化器56覆蓋全部的8-VSB分布。此時希望均衡器20應是能夠完全收斂。
組合器60的非反相輸入(+)端的輸入是量化前的復數(shù)信號，而組合器的反相輸入(-)端的輸入是實部成份量化后的復數(shù)信號。因此，組合器60的輸出信號代表量化前和量化后的差異，即代表所期量化電平的偏移/誤差。該信號表示基帶相位誤差。旋轉(zhuǎn)器22及旋轉(zhuǎn)器62是類似的復數(shù)旋轉(zhuǎn)器，它們以反向旋轉(zhuǎn)(即順時針和逆時針)。與旋轉(zhuǎn)器22相比較的旋轉(zhuǎn)方向上的差異由加到旋轉(zhuǎn)器62的控制輸入端的信號的共軛信號所引起。在旋轉(zhuǎn)器62的輸出生成的誤差信號E代表著通帶相位誤差，均衡器20將響應該誤差信號E而通過調(diào)節(jié)其系數(shù)而力圖除去該相位誤差。
網(wǎng)絡50可用單一的具有可控量化級的自適應均衡器，而不象所示那樣是三個分離的量化器52、54和56。均衡的基帶信號由單元76所解碼并由輸出處理器78所處理。解碼器76可包括例如去交錯器、瑞得-索羅門(Reed-Solomon)誤差校正及音頻/視頻解碼器網(wǎng)絡。輸出處理器78可包括音頻、視頻處理器和音頻、視頻再生裝置。在使用格構(gòu)解碼器的系統(tǒng)中，對于格構(gòu)解碼器的輸入可以取自第一旋轉(zhuǎn)器22輸出處的端點T1。
圖2所示系統(tǒng)也執(zhí)行近基帶VSB信號的盲目均衡，但使用純實數(shù)均衡器而不是圖1那樣的復數(shù)均衡器。在圖2中，已收VSB信號的實部加到自適應純實數(shù)正向饋送均衡器210的輸入。響應誤差信號E(如將要討論的那樣)對均衡器210的系數(shù)作調(diào)節(jié)。均衡器210的實數(shù)輸出信號在加法器212中與判定反饋均衡器214的實數(shù)輸出相組合。濾波器網(wǎng)絡216從加法器212的實數(shù)輸出重建實數(shù)的VSB信號成份的虛部正交相位成份。這種重建是利用公知的希爾伯特變換技術(shù)實現(xiàn)的，并根據(jù)這樣的事實，即VSB信號的同相實部成份和正交虛部成份近似地構(gòu)成一個希爾伯特變換對。單元218組合來自濾波器216的重建的正交成份和來自單元212的實部成份，以產(chǎn)生具有已被均衡的實部成份的重建復數(shù)VSB信號。延時單元220補償了與重建濾波器216操作相關(guān)的時延，以確保達到加法器218的輸入信號時間吻合。
出自單元218的復數(shù)VSB信號由乘法器(旋轉(zhuǎn)器)224所處理，該旋轉(zhuǎn)器與圖1的旋轉(zhuǎn)器22的操作方式相同，同樣響應由在對應于圖中1中單元30的次級載波恢復網(wǎng)絡226中VCO所產(chǎn)生的復數(shù)輸出信號。如在圖1中的情況那樣，載波恢復網(wǎng)絡226響應由實部/虛部成份分離器228提供的旋轉(zhuǎn)器224輸出信號的已分離實部成份。出自單元228的實部成份由對應于圖1中網(wǎng)絡50的一個多級量化器判定網(wǎng)絡230所處理。已均衡的基帶VSB信號出現(xiàn)在量化器230的輸出，并被傳送到隨后的信號處理電路(沒示出)。
量化器230的實部輸入和輸出信號由減法器232差分，并將產(chǎn)生的實部信號加到乘法器234的輸入。減法器的輸出信號代表了量化器230的實部輸入信號和經(jīng)該量化器230量化的實部輸出信號之差。乘法器234的另一個輸入接收出自減法器232實部信號。由單元228分離的虛部成份以及來自量化器230輸出的已均衡的實部成份由單元236組合，以產(chǎn)生加到乘法器240的信號輸入端復數(shù)VSB信號。乘法器240的另一個輸入接收來自共軛網(wǎng)絡236的實部信號，共軛網(wǎng)絡236把在單元226的復數(shù)輸出信號中的虛部成份反相。
乘法器240的輸出是實部的通帶信號(只有復數(shù)乘法器的實部輸出被使用)。該信號被加到判定反饋均衡器214的信號輸入端，而且均衡器214的控制輸入端接收來自乘法器234的誤差輸出信號(E)。該誤差信號表示通帶誤差信號，并也被加到均衡器210的輸入作為系數(shù)控制信號。均衡器214輸出是實數(shù)，并在單元212中與均衡器210的已均衡的實部輸出信號相組合。反饋均衡器214去除沒有被正向均衡器210所去除的剩余的符號間干擾。判定反饋均衡器是公知的。多級量化器230可以按與圖1所示的相同的方式由MUX控制信號所控制，如結(jié)合圖1的描述，通過檢測該誤差信號來生成加到與量化器230相關(guān)的多路器的MUX控制信號。
在圖1中的次級載波恢復回路中網(wǎng)絡30的以及相對應的圖2中網(wǎng)絡226的相位檢測器32被詳細地示于圖3中。相位檢測器32僅用VSB信號的實部成份測量載波的相位誤差，并產(chǎn)生正比于該載波相位誤差的正弦值的輸出信號。相位檢測器32主要是檢測在輸入到相位檢測器的實部成份中的任何正交相位成份。這種實部成份的任何此類正交畸變都代表在相位檢測器32的輸出中顯現(xiàn)的相位偏移誤差。
如所示安排，相位檢測器包括量化器310，符號延時單元312和314、乘法器316和318以及相減組合器320。量化器310在8-VSB信號情形中是一個8等級量化器，在16-VSB情形中是一個16等級量化器，以此類推。延時單元312和314補償了與該量化器310操作相關(guān)的過渡時間延時，以使得到達乘法器314和316的信號是時間同步的。相位檢測器32是在輸入和輸出之間具有小量(一個符號)延時的低遲滯(latency)相位檢測器，產(chǎn)生一個好的噪聲跟蹤。
相位檢測器產(chǎn)生的相位誤差輸出信號Ph(t)正比于輸入信號h(t)的相位(角度)誤差的正弦值。如從圖1中可見到的，該信號是自適應均衡器輸出信號的旋轉(zhuǎn)后的生成信號。相位檢測器輸出信號Ph(t)由下式所定義Ph(t)＝h(t)*h＇(t－T)－h(huán)＇(t)*h(t－T)其中的h＇(t)是量化器判定裝置310的輸出，h(t)是旋轉(zhuǎn)后的自適應均衡器的輸出，而T是符號周期。相位檢測器輸出信號Ph(t)正比于其輸入信號的正弦值，而不正比于定時偏移。該正弦函數(shù)并不是單純的數(shù)學正弦函數(shù)，而是從相位檢測器32的輸入-輸出變換函數(shù)的形狀產(chǎn)生的結(jié)果。
權(quán)利要求
1.一種在接收格式化為代表數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)符號的一維分布和易顯現(xiàn)載波偏移的殘留邊帶(VSB)視頻信號的系統(tǒng)中的裝置，包括一載波恢復網(wǎng)絡(22，30)，用于將所說已接收的VSB信號向基帶移動；以及一在所說的載波恢復網(wǎng)絡中的相位檢測器(32)，包括接收一近基帶VSB信號的輸入端；響應所說輸入VSB信號以產(chǎn)生一經(jīng)量化的VSB信號的量化器(310)；將所說輸入VSB信號延時和將所說經(jīng)量化的信號延時的符號延時網(wǎng)絡(312，314)；響應所說經(jīng)量化的VSB信號和來自所說延時網(wǎng)絡的符號已延時信號，產(chǎn)生第一信號的第一乘法器(316)；響應所說輸入的VSB信號和來自所說延時網(wǎng)絡的符號已延時已量化信號，產(chǎn)生第二信號的第二乘法器(314)；以及相減組合所說第一和第二信號以產(chǎn)生一代表相位誤差的信號的組合器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，其中，所說輸入VSB信號具有除一虛部成份外的實部成份。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，還包括一定時恢復網(wǎng)絡，用于提供一與發(fā)射機時鐘同步的符號時鐘以使所說相位檢測器的所說輸入信號具有定時鎖定。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，還包括一信號均衡器(20)，它具有接收已發(fā)送VSB信號的輸入端，與所說載波恢復網(wǎng)絡相連的輸出端，以及接收作為所說誤差信號的函數(shù)的一控制信號的控制輸入端。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的裝置，還包括一附加載波恢復網(wǎng)絡(18)，它具有接收一已發(fā)送VSB信號的輸入端和與所說均衡器輸入端相連的輸出端。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，其中所說輸入VSB信號為一N級VSB信號；以及所說量化器具有N個量化等級。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，其中所說延時網(wǎng)絡具有一個符號的延時。
全文摘要
一種處理以一維數(shù)據(jù)分布的殘留邊帶(VSB)格式發(fā)送的HDTV信號的電視信號接收機，包括第一載波恢復網(wǎng)絡(18)、均衡器(20)及第二載波恢復網(wǎng)絡(22、30、62)。多級的量化器網(wǎng)絡(50、66)具有與均衡器的操作相結(jié)合的逐級細化分解度，以提供盲目均衡而不需“訓練”信號。第二載波恢復網(wǎng)絡包括相位檢測器(30)，其中將一個符號延時(312)的輸入信號與已量化的(310)輸入信號相乘(316)，并將未被量化的輸入信號和已被量化(310)的一個符號延時(314)的輸入信號相乘(318)。由相乘所產(chǎn)生的信號被相減組合(320)以提供代表載波相位誤差的輸出信號。
文檔編號H04N5/44GK1144589SQ95192209
公開日1997年3月5日 申請日期1995年3月13日 優(yōu)先權(quán)日1994年3月21日
發(fā)明者克里斯托弗·H·斯特羅, 斯蒂芬·T·賈菲 申請人:Rca湯姆森許可公司