專利名稱：用于噪聲預(yù)測量大似然(npml)檢測的設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)據(jù)檢測方法和設(shè)備，具體地涉及用于部分響應(yīng)信令和最大似然序列檢測的方法和設(shè)備。本發(fā)明還涉及基于這些方法的直接存取存儲器裝置(DASDs)。
背景技術(shù)：
部分響應(yīng)(PR)第IV類(PR4)均衡和最大似然序列檢測(MLSD)的應(yīng)用在理論上和實(shí)際上已被證明能在0.8≤PW50/T≤1.6的記錄密度上達(dá)到接近最佳性能，其中PW50是信道的階躍響應(yīng)的50％幅度點(diǎn)處的脈沖寬度，以及T是信道編碼比特的持續(xù)時間。對于磁記錄信道的部分響應(yīng)最大似然(PRML)系統(tǒng)已在“A PRML system fordigital magnetic recording(數(shù)字磁記錄的PRML系統(tǒng))”，Roy D.Cideciyan等，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，Vol. 10，No.1，pp38-56，January 1992中被描述。在美國專利NO.4,786,890中，也公開了一種使用游程長度受限編碼的第IV類PRML信道。
在高記錄密度時，即PW50/T71.6，線性部分響應(yīng)第IV類均衡器導(dǎo)致噪聲大大增加。結(jié)果，PRML檢測器的性能受損，并可能變得不適合于滿足產(chǎn)品規(guī)范指標(biāo)。擴(kuò)展部分響應(yīng)最大似然(EPRML)檢測器的應(yīng)用已在理論上和實(shí)際上被證明能在PW50/T＞1.6的范圍內(nèi)達(dá)到比PRML檢測器更好的性能。在1995年8月30公布的專利申請GB-A-2286952公開了一種用于在直接存取存儲器裝置中進(jìn)行數(shù)據(jù)檢測的新穎EPRML方案。在該專利權(quán)利要求的新穎結(jié)構(gòu)中考慮到只對總的信道結(jié)構(gòu)作很小的改變的條件下使EPRML檢測器附加到PRML信道上。
用于在存在有符號間干擾(ISI)和加性高斯噪聲的情況下檢測未編碼數(shù)據(jù)序列的最佳MLSD接收機(jī)包括加白的匹配濾波器后面跟隨有在ISI網(wǎng)格上執(zhí)行最大似然序列檢測的Viterbi(維特比)檢測器，如由G. D. Forney在“Maximum-likelihood sequence estimation ofdigital sequences in the presence of intersymbol interference(在存在有符號間干擾時數(shù)字序列的最大似然序列估值)”，IEEE Trans. Inform.Theory，vol.IT-18，No.3，pp363-378，May 1972中所描述的。對于磁記錄信道，該網(wǎng)格的狀態(tài)復(fù)雜度被給出為2L，其中L表示在加白匹配濾波器的輸出信號中的有關(guān)ISI項(xiàng)的數(shù)目。在題為“Adaptivenoise-predictive partial-response equalizing for channels with spectralnulls(對于具有頻譜零點(diǎn)的信道的自適應(yīng)噪聲預(yù)測部分響應(yīng)均衡)”，1993年6月14日提交和1994年12月22日公布的專利申請WO94/29989和在參考文獻(xiàn)“Noise predictive partial-response equalizers andapplications(噪聲預(yù)測部分響應(yīng)均衡器和應(yīng)用)”，P. R. Chevillat等，IEEE Conf. Records ICC’92，June 14-18，1992，pp 0942-0947中，業(yè)已證明，部分響應(yīng)強(qiáng)制零點(diǎn)均衡器級聯(lián)以其系數(shù)被適當(dāng)選擇的線性預(yù)測器，等價于最佳MLSD接收機(jī)的加白的離散時間前置濾波器。而且，在該同一個專利申請中，公開了一種接收機(jī)結(jié)構(gòu)，其中預(yù)測處理已被插入相應(yīng)于部分響應(yīng)網(wǎng)格的Viterbi檢測器中。上述專利申請WO94/29989主要關(guān)系到有線傳輸系統(tǒng)。
在以上的專利申請WO94/29989和P.R.Chevillat等的章中，已得出結(jié)論與PRML相結(jié)合的噪聲預(yù)測改進(jìn)了檢測器性能。
本發(fā)明的一個目的是提供具有改進(jìn)的數(shù)據(jù)檢測性能的方法和設(shè)備。
本發(fā)明的一個目的是提供在直接存取存儲器裝置中用于改進(jìn)的數(shù)據(jù)檢測的方法和設(shè)備，以便克服在先有技術(shù)方案中的性能問題。
本發(fā)明的一個目的是提供在直接存取存儲器裝置(DASD)中達(dá)到更高線性存儲密度的方法和設(shè)備。
本發(fā)明的另一個目的是提供可被用在傳統(tǒng)的PRML/EPRML直接存取存儲器裝置中而不用改變電子信道的主要結(jié)構(gòu)的方法和設(shè)備。
發(fā)明概要以上目的已藉助于提供可被使用于DASD中的數(shù)據(jù)檢測的估值檢測器的整個系列而被完成。具體利用磁記錄信道性質(zhì)的某些現(xiàn)有檢測器起源于把噪聲預(yù)測加白處理插入在最大似然序列檢測器的分支度量計(jì)算中，它們被統(tǒng)稱為噪聲預(yù)測最大似然(NPML)檢測器。它們還包括用于通過適當(dāng)?shù)夭楸韥淼窒栭g干擾(ISI)分量的裝置。與專利申請WO94/29989和P.R.Chevillat等的文章相對比(在該專利申請和文章中，檢測器的狀態(tài)復(fù)雜度是固定的，并由部分響應(yīng)網(wǎng)格確定)，NPML檢測器的狀態(tài)復(fù)雜度等于2K，其中0≤K≤L，及L反映了由PR均衡器和預(yù)測器的組合所引入的受控制的(已知的)符號間干擾(ISI)分量的數(shù)目。對于K＝L的特定情況等價于對于給定預(yù)測器長度的最佳MLSD檢測器，而對于K＝0的特定情況相應(yīng)于噪聲預(yù)測均衡器后面跟隨無記憶檢測器。對于1≤K＜L，NPML檢測器工作在減少的ISI狀態(tài)集。同時，在NPML檢測器的狀態(tài)空間中未被表示的(L-K)個ISI項(xiàng)(分量)通過使用從路徑歷程進(jìn)行的判決而以判決反饋方式被補(bǔ)償。這樣，NPML檢測器在性能和狀態(tài)復(fù)雜度和/或判決反饋長度之間給出了折衷，它們比起PRML和EPRML檢測器在線性記錄密度上有很大的增加。另外，NPML檢測器的本實(shí)現(xiàn)方案不需要在插入的預(yù)測器中進(jìn)行乘法運(yùn)算，因此允許簡單的隨機(jī)存取存儲器(RAM)查表實(shí)現(xiàn)方案以便進(jìn)行ISI抵消。而且，NPML檢測器通常不呈現(xiàn)準(zhǔn)突變性誤差傳播。這樣，記錄密度的額外增加可通過放松有關(guān)殘留路徑存儲器的約束條件而用更高速率的游程長度受限(RLL)的編碼而達(dá)到。最后，除了模塊化和性能上的重大提高以外，NPML檢測器具有重要的實(shí)現(xiàn)優(yōu)點(diǎn)，即它們可被“寄附”(piggy-backed)在現(xiàn)有的PRML/EPRML系統(tǒng)上。因此，不需要開發(fā)和實(shí)施完全新的信道結(jié)構(gòu)，而這是很昂貴和很復(fù)雜的任務(wù)。
還描述了和提出了權(quán)利保護(hù)要求的NPML檢測器系列的低復(fù)雜度的派生物，它們提供了值得稱贊的性能獲益。其各種相應(yīng)的方案包括、但不限于雙狀態(tài)交錯NPML檢測器和與PRML檢測器級聯(lián)的噪聲預(yù)測器。而且，還描述了從帶有單抽頭預(yù)測器的NPML方案得出的一個可編程8-狀態(tài)NPML檢測器，它也能夠作為PRML或EPRML檢測器運(yùn)行。附圖描述和所使用的符號下面參照以下附圖詳細(xì)描述本發(fā)明。
圖1表示用來說明本發(fā)明的NPML檢測器如何適用于現(xiàn)有的PRML信道結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2A表示圖1中的與本發(fā)明有關(guān)的方塊數(shù)字均衡器22，目前的NPML檢測器10，以及逆預(yù)編碼器23。
圖2B表示按照本發(fā)明的目前的NPML檢測器10的一個等價形式。
圖2C表示按照本發(fā)明的目前的NPML檢測器10的另一個等價的更詳細(xì)的形式。
圖2D表示按照本發(fā)明的目前的NPML檢測器10的再一個等價形式。
圖2E表示按照本發(fā)明的帶有插入的反饋的序列檢測器的另一個可能的實(shí)施例。
圖3A表示按照本發(fā)明的使用與傳統(tǒng)的PRML檢測器級聯(lián)的無記憶檢測器的噪聲預(yù)測部分。
圖3B表示按照本發(fā)明的藉使用與傳統(tǒng)的PRML檢測器級聯(lián)的無記憶檢測器實(shí)現(xiàn)噪聲預(yù)測部分的另一個方法。
圖4表示說明按照本發(fā)明的對于某個狀態(tài)s在時間nT時度量更新單元(MUU)的運(yùn)行的方框圖。MMU是NPML檢測器中的主要功能塊。
圖5表示2-狀態(tài)網(wǎng)格圖。
圖6表示按照本發(fā)明的具有4-抽頭預(yù)測器的2-狀態(tài)NPML檢測器的實(shí)現(xiàn)方案。
圖7表示2-狀態(tài)網(wǎng)格(不同的度量)的圖。
圖8表示把由圖7的網(wǎng)格圖隱含的算法映射為硬件的一個可能方法，其中用于比較器的門限值由所存儲的不同度量Dn-1提供。
圖9表示4-狀態(tài)網(wǎng)格圖。
圖10A-10C表示按照本發(fā)明(4-狀態(tài)、2-抽頭預(yù)測器)的NPML檢測器的另一個實(shí)現(xiàn)方案。
圖11A-11C表示按照本發(fā)明(4-狀態(tài)，4-抽頭預(yù)測器)的NPML檢測器的另一個實(shí)現(xiàn)方案。
圖12表示具有N＝1和K＝3(8-狀態(tài)，1-抽頭預(yù)測器)的8-狀態(tài)網(wǎng)格圖。
圖13表示具有N＝1和K＝3(8-狀態(tài)，1-抽頭預(yù)測器)的變換的8-狀態(tài)網(wǎng)格圖。
圖14表示把由圖13的網(wǎng)格圖隱含的算法映射為硬件結(jié)構(gòu)的一個可能方法。圖上未示出由選擇信號S0，……，S7控制的殘留路徑存儲器。
圖15表示實(shí)現(xiàn)具有圖6所示4-抽頭預(yù)測器的2-狀態(tài)NPML檢測器的功能的替換的形式。
圖16A-16C表示按照本發(fā)明(4-狀態(tài)，N-抽頭預(yù)測器)的NPML檢測器的另一個實(shí)現(xiàn)方案。
圖17A-17C表示按照本發(fā)明(4-狀態(tài)，N-抽頭預(yù)測器)的NPML檢測器的另一個實(shí)現(xiàn)方案?？偟拿枋鱿旅婷枋鯪PML檢測器的實(shí)現(xiàn)方案的主要形式。
圖1的方框圖顯示本發(fā)明的NPML檢測器10如何適用于現(xiàn)有的PRML信道結(jié)構(gòu)。顧客數(shù)據(jù)In在編碼器12以速率-8/9RLL代碼被編碼，在編序器13中被編序和在預(yù)編碼器14中以1/(1_D2)運(yùn)算被預(yù)編碼后(其中D是單位延時算子)，由寫頭15以二進(jìn)制數(shù)字an∈{-1，+1}的形式被寫在磁盤11上。當(dāng)從所述磁盤11恢復(fù)顧客數(shù)據(jù)時，模擬信號r(t)由讀頭15生成，并在讀頭的輸出端被提供。然后，該信號r(t)經(jīng)過分路(arm)電子設(shè)備16被加到可變增益放大器(GVA)電路17。VGA電路17的輸出信號首先使用模擬低通濾波器(LPF)18予以低通濾波，然后由模擬-數(shù)字(A/D)變換器19變換為數(shù)字形式Xn。A/D變換器19和VGA單元17的功能分別由定時恢復(fù)和增益控制環(huán)20和21被控制。模擬低通濾波器最好是提升較高頻率的濾波器以避免A/D變換器19的飽和。在A/D變換器19的輸出端的數(shù)字樣本Xn(圖1中標(biāo)以A的線)首先由數(shù)字均衡器22成形為PR4信號樣本(圖1中標(biāo)以B的線)，然后以數(shù)字樣本yn的形式傳送到本發(fā)明的NPML檢測器。在藉助于預(yù)編碼器23執(zhí)行(1_D2)運(yùn)算而進(jìn)行的逆預(yù)編碼以后，NPML檢測器10的輸出數(shù)據(jù)(即，最后判決，圖1中標(biāo)以C的線)經(jīng)過解編序器24被饋送到用于速率-8/9RLL代碼的譯碼器5，它給出恢復(fù)的顧客數(shù)據(jù)_n-d。在圖1中跟隨在NPML檢測器后的逆預(yù)編碼器功能可以是單獨(dú)的功能塊(如圖所示)式也可被插入在檢測器的網(wǎng)格(殘留路徑存儲器)中。圖2A顯示了圖1中的與本發(fā)明有關(guān)的方塊數(shù)字均衡器22，NPML檢測器10，和逆預(yù)編碼器23。
數(shù)字均衡器22的系數(shù)通?？杀蛔顑?yōu)化，這樣，包括磁頭/磁盤-媒體特性和模擬LPF18在內(nèi)的總的傳輸函數(shù)可以和具有廣義的部分響應(yīng)形式f(D)＝(1+f1D1+……+fpDp)的任意想要的系統(tǒng)多項(xiàng)式接近一致，其中系數(shù)fi可以是任意實(shí)數(shù)。例如，對于第4類PR系統(tǒng)部分響應(yīng)(PR)多項(xiàng)式是f(D)＝(1-D2)。同樣地，對于擴(kuò)展的部分響應(yīng)第4類系統(tǒng)(EPR4)的多項(xiàng)式是f(D)＝(1-D2)(1+D)＝(1+D-D2-D3)。另一個例子是f(D)＝(1-0.1D-0.9D2)。
圖2B表示以預(yù)測誤差濾波器41級聯(lián)帶有插入的反饋(FB)的序列檢測器(SD)30的形式的NPML檢測器10的基本結(jié)構(gòu)。
在下面，我們使用PR4-均衡的信號yn(圖2B中的線B)，然而，本發(fā)明的方案可被應(yīng)用到由圖2A和2B中的均衡器22實(shí)現(xiàn)的任何成形。
圖2C和2D顯示按照本發(fā)明的NPML檢測器的兩種等價形式。其基本原理可被解釋如下。令yn是PR4數(shù)字均衡器的輸出(圖1，2C和2D中標(biāo)以B的線)。那么這個輸出包含PR4數(shù)據(jù)信號和有色噪聲(有色干擾分量)，即yn＝an-an-2+wn(1)其中an∈{-1，+1}表示以速率1/T寫在磁媒體上的編碼/預(yù)編碼的數(shù)據(jù)序列，及Wn代表在數(shù)字均衡器22的輸出端處的有色噪聲序列。有色噪聲分量功率(有色干擾分量)可藉噪聲預(yù)測來減小。如果p(D)＝(p1D1+p2D2+…+pNDN)表示傳輸多項(xiàng)式，式等價地，E(D)＝1-P(D)表示噪聲樣本wn的N抽頭最小均方(MMSE)預(yù)測器的預(yù)測誤差濾波器的傳輸多項(xiàng)式，則信號en=wn-wn^=]]>wn-Σi=1Nwn-ipi=]]>=(yn-an+an-2)-Σi=1N(yn-i-an-i+an-1-2)pi]]>(2)代表PR4均衡的輸出信號yn的預(yù)測誤差或等價地加白的噪聲分量。預(yù)測/加白處理的可靠運(yùn)行通過使用根據(jù)與在序列(Viterbi)檢測器中可供使用的每個狀態(tài)有關(guān)的路徑歷程所得出的判定而成為可能的。在這種意義上，NPML檢測器是用于帶有插入預(yù)測或等價插入反饋的(PR)信號的MLSD檢測器。
鑒于(1)和(2)式，相應(yīng)于從狀態(tài)sj轉(zhuǎn)移到狀態(tài)sk的PR4均衡樣本的NPML檢測器10的分支度量取以下形式λ(sj·sk)＝=|yn-Σi=1N(yn-1-an-i(sj)+an-i-2(sj))pi-an+an-2|2---(3)]]>其中項(xiàng)an-j(sj)，an-i-2(sj)代表從與狀態(tài)sj有關(guān)的路徑歷程得出的過去的判定，而an，an-2是由假設(shè)的狀態(tài)轉(zhuǎn)移sj→sk確定。明顯地，噪聲預(yù)測處理清晰地出現(xiàn)在執(zhí)行NPML檢測器的Viterbi算法的分支度量計(jì)算中。而且可以看到，通過設(shè)置預(yù)測器系數(shù)pi等于零，在(3)式中的分支度量變成為4-狀態(tài)PRML檢測器的分支度量。
(3)式中的分支度量也可被寫成為λ(sj,sk)=|yn-Σi=1Nyn-1pi+Σi=1N(an-1(sj)-an-i-2(sj))pi-an+an-2|2---(4)]]>注意到(4)式中的第一求和項(xiàng)是和狀態(tài)無關(guān)的，以及在對其余的項(xiàng)做某些重新排列后，等價的分支度量被得到為λ(sj,sk)=|zn+Σi=k+1N+2an-i(sj)gi+Σi=1kan-igi-an|2---(5)]]>其中信號樣本
是圖2c的等價NPML實(shí)現(xiàn)方案中所示的預(yù)測誤差濾波器41的輸出，以及{gi，i＝1，2，…，N+2}是圖2c中的插入反饋濾波器42(FIR有限沖擊響應(yīng)或基于RAM的濾波器)的系數(shù)可以表明，在(5)式中引入的系數(shù){gi，i＝1，2，…，N+2}是以下多項(xiàng)式的系數(shù)g(D)＝(+1-g1D1-g2D2-…-gN+2DN+2)＝(1-D2)(1-P(D))＝(1-D2)E(D)基于PR4的NPML系統(tǒng)的有效ISI存儲器L因而是L＝N+2。在(5)式的第一求和項(xiàng)中的符號an-i(sj)代表從與狀態(tài)sj有關(guān)的路徑歷程得出的過去判定，而在(5)式的第二求和項(xiàng)中的符號an-i代表狀態(tài)信息。明顯地，通過增加K，我們有效地增加NPML檢測器的狀態(tài)數(shù)和減小插入的判決反饋的長度。相反地，通過減小K，狀態(tài)數(shù)被減小，是以增加插入的判決反饋的長度為代價的。這樣，按照本發(fā)明，呈現(xiàn)的NPML檢測器族提供了狀態(tài)復(fù)雜度和插入判決反饋長度之間的折衷。
分別在圖2C和2D顯示的NPML檢測器10的兩個等價的實(shí)現(xiàn)方案不需要改變各信號處理塊，即被IBM及其它部件所使用的當(dāng)前PRML/EPRML信道結(jié)構(gòu)的VGA17，模擬LPF18，數(shù)字均衡器22，定時恢復(fù)和增益控制環(huán)20和21。按照本發(fā)明的NPML檢測器族的任何部件可以代替PRML/EPRML檢測器或是與之同時運(yùn)行。
圖2E表示以與具有插入反饋的順序檢測器級聯(lián)的濾波器形式的NPML方案的第三個可能的實(shí)現(xiàn)例。在這種情況下，數(shù)字均衡器22和預(yù)測誤差濾波器41的組合(見圖2B)被表示為FIR151的單個有限沖擊響應(yīng)濾波器所代替?，F(xiàn)在輸入到濾波器FIR151的是在A/D變換器19的輸出端處的非均衡樣本xn(圖1和圖2E中標(biāo)以A的線)。濾波器FIR151具有把噪聲白色化特性，并在其輸出端的信號樣本zn中引出ISI的受控制量。然后，反饋濾波器(FIR2或RAM52)的系數(shù)以上述相同方式用于對帶有插入反饋的序列檢測器的分支度量計(jì)算中。因此，分支度量取以下形式λ(sj,sk)=|zn+Σi=K+1N+2an-i(sj)bi+Σi=1Kan-ibi-an|2---(6)]]>其中zn是FIR151的輸出和{bi，i＝1.2，…，N+2}是濾波器FIR252的系數(shù)集。應(yīng)當(dāng)注意，表達(dá)式(5)和(6)實(shí)際上是相同的。可以證明，對于無限長濾波器，在圖2A-2E中所示的帶有插入反饋的序列檢測的三個替換的實(shí)現(xiàn)方案是等價的。
應(yīng)當(dāng)看到，以上所述的NPML原理可被應(yīng)用于系統(tǒng)多項(xiàng)式f(D)的任何形式。然而后面，只把PR第IV類多項(xiàng)式(PR4)看作為目標(biāo)多項(xiàng)式。
在DASD中使用的NPML檢測器的性能和優(yōu)選參數(shù)用NPML檢測的磁記錄系統(tǒng)的誤差性能已通過計(jì)算機(jī)仿真予以研究，以便確定實(shí)際系統(tǒng)中要使用的適當(dāng)參量N(預(yù)測器系數(shù)的數(shù)目)和K(定義檢測器狀態(tài)數(shù)2K的檢測器存儲器長度)。具體地講，在本文件所述的情形中當(dāng)預(yù)測器系數(shù)N＝1，N＝2和N＝4時導(dǎo)致優(yōu)選的NPML檢測器。
NPML檢測器族的兩個低復(fù)雜度的派生物也已作過研究。像整個NPML檢測器族一樣，這兩種方案也不需要改變當(dāng)前PRML信道結(jié)構(gòu)的信號處理部分(也參看圖1)。圖3A表示使用與傳統(tǒng)PRML檢測器級聯(lián)的無記憶檢測器的噪聲預(yù)測部分。PR4-均衡的信號(圖1和3A中標(biāo)以B的線)的有色噪聲分量首先被預(yù)測器白色化。應(yīng)當(dāng)注意，一個3-電平(+2，0，-2)無記憶檢測器提供對于白色化處理所需要的(試驗(yàn)性的)PR4(信號樣本)判定，而不是把預(yù)測器插入到MLSD處理中。然后，受加白的噪聲分量損傷的PR4-均衡的樣本被饋送到傳統(tǒng)的PRML檢測器和逆預(yù)編碼器以得到改進(jìn)的最后判定。圖3B是類似于分別在圖2C和2D中的等價形式的圖3A方案的等價形式。
第二種低復(fù)雜度的NPML檢測器方案是基于PR4序列可被看作為兩個獨(dú)立的交錯的具有多項(xiàng)式(1-D’)的雙碼序列，其中D’是指2T的延時。在這種情況下，在數(shù)字均衡器輸出端處的每個雙碼序列(圖1，2C和2D中標(biāo)以B的線)可用2-狀態(tài)網(wǎng)格來描述。分開地在這些2-狀態(tài)交錯網(wǎng)格的每個網(wǎng)格上運(yùn)算的Viterbi算法將使用在(3)式或(5)式中給出的分支度量，其中時間指數(shù)是偶數(shù)或奇數(shù)。例如，當(dāng)Viterbi算法工作在偶數(shù)網(wǎng)格上時，分支度量式(3)或(5)的時間指數(shù)將是偶數(shù)，而在噪聲白色化時奇數(shù)過去判決的作用將來自具有奇數(shù)網(wǎng)格的最好度量的路徑存儲器。
另一個次優(yōu)方案是尋找具有最好度量的狀態(tài)，通過使用從相應(yīng)于此最好狀態(tài)的殘留路徑作出的判決，并應(yīng)用它作為在對于所有狀態(tài)的度量更新計(jì)算中的反饋項(xiàng)。這種方法具有優(yōu)點(diǎn)只使用一單個RAM。
帶有非線性預(yù)測器的NPML檢測器的概念此處所述的NPML概念當(dāng)噪聲預(yù)測器具有一定的非線性特性和/或預(yù)測器系數(shù)的計(jì)算是基于不同的噪聲模型時也是能應(yīng)用的。
本NPML結(jié)構(gòu)考慮到根據(jù)出現(xiàn)在實(shí)際目標(biāo)系統(tǒng)中的各種不同的隨機(jī)噪聲對噪聲預(yù)測器功能進(jìn)行優(yōu)化時的最大靈活性。例如，在硬盤驅(qū)動時的總的噪聲中只有一部分適合采用加性高斯白噪聲(AWGN)模型。除AWGN以外，總噪聲包括其它噪聲源，例如信號有關(guān)的磁盤噪聲，由于結(jié)構(gòu)抓痕引起的噪聲等。另外，在一定程度上，在模擬讀出信號中還存在有相干干擾；例如時鐘和/或相鄰磁道信號。
因?yàn)镹PML概念實(shí)際上允許對于輸入的信號部分的傳輸函數(shù)不同于對于也存在于信號中的噪聲和其它干擾分量的傳輸函數(shù)，所以預(yù)測器可以被最優(yōu)化，以使由于任何類型的損傷源引起的信號擾動最小。傳統(tǒng)的檢測器(例如PRML和EPRML檢測器等)只被最優(yōu)化到這種程度，即在檢測器輸入端的信號干擾僅是加性的，隨機(jī)的，非相關(guān)的和高斯的。在實(shí)際的DASD系統(tǒng)中這往往是很差的近似；因此，使用線性預(yù)測器和/或按照這種理想化噪聲模型計(jì)算預(yù)測器系數(shù)，在這種假設(shè)符合得很差的情形中不可能達(dá)到最優(yōu)解。
在硬盤驅(qū)動時，AWGN和所謂的“磁盤噪聲”都是讀出信號損傷的主要源。下面給出一個具有四系數(shù)(N＝4)的線性噪聲預(yù)測器的例子，其中通過結(jié)合在噪聲統(tǒng)計(jì)中的AWGN以及磁盤噪聲計(jì)算了系數(shù)。磁盤噪聲的簡單模型是所謂的“轉(zhuǎn)變抖動模型”，其中每個偏離其標(biāo)稱位置的寫入的轉(zhuǎn)變的偏差是一隨機(jī)變量。對于工作在PW50/T＝3時的信道只有AWGN情況，在PRML檢測器輸入端達(dá)到的有效SNR是15.4dB，在64-狀態(tài)NPML檢測器的輸入端是18.9dB。在AWGN與磁盤噪聲(轉(zhuǎn)變抖動)相組合的情況下，對于以PW/50/T＝3工作的信道，在PRML檢測器輸入端的有效SNR是12.7dB，以及在64-狀態(tài)NPML檢測器的輸入端是15.5dB?？梢杂腥さ乜吹剑琋PML檢測器能使預(yù)測器系數(shù)適合于不同的噪聲統(tǒng)計(jì)，因而比之PRML可保持2.8～3.5dB的SNR余量。雖然這個例子對于NPML使用4-抽頭線性噪聲預(yù)測器，但提出權(quán)利保護(hù)要求的這種技術(shù)及其利益是關(guān)于所有可能類型的噪聲預(yù)測器的(包括非線性預(yù)測器)。
NPML檢測器優(yōu)選實(shí)施例的舉例在PRML系統(tǒng)內(nèi)的NPML檢測器的實(shí)現(xiàn)方案的優(yōu)選形式是圖2C所給出的形式。對于NPML檢測器10的這種實(shí)施例的更多細(xì)節(jié)在本節(jié)中給出。圖4顯示了按照圖2C的NPML檢測器中的主要功能塊的運(yùn)行—此處所顯示的度量更新單元(MUU)68是對于在時間nT的狀態(tài)sk。圖4說明在各個不同功能塊的輸入和輸出之間所要求的時間關(guān)系。對于每個假定的狀態(tài)sk，K＝1，2，…，2K，其中K∈{1，2，…，L}和L是受控制的ISI項(xiàng)的數(shù)目，例如，對于PR4，L＝N+2，必須提供分開的MUU功能。在高性能DASD中，對于每個狀態(tài)必須提供并行的MUU硬件，以滿足數(shù)據(jù)通過量的要求，然而，原則上，如果速度限制允許的話，硬件可以共享。而且，這里和此后都假定，殘留路徑存儲器(SPM)61，正如例如圖4所示，通過使用寄存器-交換方法而被實(shí)現(xiàn)，例如，如在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952中所描述的。
傳統(tǒng)MLSD(Viterbi)檢測器的分支度量(BM)單元只需要從均衡器直接得到的信號樣本輸入(圖2C中標(biāo)以B的信號)。如圖4所示，具有K＜L的NPML檢測器的突出特性在于，BM單元62，63需要由預(yù)測器41處理的信號樣本(圖2C中標(biāo)以zn的信號)，以及來自在SPM61和MUU68之間的反饋路徑的FIR或基于RAM的濾波器64，65的附加輸入信號(圖4中的信號Gsi和Gsj)。應(yīng)當(dāng)注意，反饋濾波器64，65沒有公共的串聯(lián)輸入，但它們在每個符號時段T被并行地輸入。每個FIR或基于RAM的濾波器64，65的輸入是從對于每個假設(shè)狀態(tài)(即，圖4中分別為si和sj)的存儲在SPM61中的殘留路徑歷程得出的最近的過去判定集。圖3中的相加-比較-選擇(ACS)單元把分支度量分別加到狀態(tài)度量Msi和Msj，比較這些結(jié)果，選擇殘留路徑Msk，并提供對于SPM61中相應(yīng)的判決路徑的更新信號Ssk。SPM61在輸出線67上產(chǎn)生具有相對于時間nT的dT秒的延時的最后判定。本NPML檢測器的另一個特性在于，延時參量d與為PR信令(即具有頻譜零點(diǎn)的PR信令方案，例如PR4)設(shè)計(jì)的傳統(tǒng)的MLSD檢測器的延時參量相比，通?？杀蛔龅酶?。
使用四個預(yù)測器系數(shù)(N＝4)和兩個狀態(tài)(K＝1)的NPML檢測器對于N＝4和K＝1，基于(5)式的分支度量變?yōu)?amp;lambda;(sj,sk)=|zn+Σi=26an-i(sj)gi+an-1g1-an|2---(7)]]>其中信號樣本
是預(yù)測誤差濾波器41的輸出。分別使數(shù)據(jù)符號“+1”和“-1”與二進(jìn)制數(shù)1和0相聯(lián)系，將狀態(tài)信息an-1＝+1(-1)映射為當(dāng)前狀態(tài)si＝1(0)，而當(dāng)前數(shù)據(jù)符號an＝+1(-1)映射為下一個狀態(tài)ak＝1(0)。令G1n-1=Σi=26an-i(1)gi.]]>(8)G0n-1=Σi=26an-i(0)gi.---(9)]]>可得到四個分支度量λ(1，1)＝|zn+G1n-1+g1-1|2.
(10)λ(1，0)＝|zn+G1n-1+g1+1|2.(11)λ(0，1)＝|zn+G0n-1-g1-1|2.(12)λ(0，0)＝|zn+G0n-1-g1+1|2.(13)其中，zn是從級聯(lián)以均衡器的相應(yīng)4-抽頭預(yù)測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。定義以下的量將是有用的Z11n＝zn+g1-1. (14)
Z10n＝zn+g1+1.
(15)Z01n＝zn-g1-1.(16)Z00n＝zn-g1+1.(17)因?yàn)樗鼈冊诜答伃h(huán)以外被預(yù)先計(jì)算，如有必要可通過流水線(pipelining)進(jìn)行。這樣，式(10)-(13)可被分別寫為λ(1，1)＝|Z11n+G1n-1|2.
(18)λ(1，0)＝|Z10n+G1n-1|2.
(19)λ(0，1)＝|Z01n+G0n-1|2. (20)λ(0，0)＝|Z00n+G0n-1|2. (21)最后，分別對于狀態(tài)1和0定義存儲的度量M1n，和M0n-1，得到圖5所示的網(wǎng)格圖。按照下式來更新該度量M1n＝min{M1n-1+λ(1，1)∶M0n-1+λ(0，1)}. (22)M0n＝min{M1n-1+λ(1，0)∶M0n-1+λ(0，0)}. (23)以及把圖5所示的網(wǎng)格直接映射為硬件功能，導(dǎo)致了圖6所示的帶有4-抽頭預(yù)測器77的2-狀態(tài)NPML檢測器的實(shí)現(xiàn)。此處提出，藉助于基于RAM的濾波器結(jié)構(gòu)71，72生成分別由(8)和(9)式定義的項(xiàng)G1n-1和G0n-1，這些濾波器可被輸入以適當(dāng)?shù)?五)路徑歷程判定。在圖6上還顯示有由兩個比較器58饋送的2-狀態(tài)SPM70。在另一個實(shí)施例中(圖上未示出)，圖6所示的SPM70和基于RAM的濾波器71，72的功能可被組合，以試圖加速計(jì)算G1n-1和G0n-1。還應(yīng)注意，通過單元73-76實(shí)現(xiàn)的圖6上的平方函數(shù)可被加以近似，以便簡化所需要的電路，而在性能上只有最小的損失。圖6上的判決信號S1和S0被使用來控制度量多路復(fù)接器79和在SPM70中的路徑更新。所選擇的度量M1n和M0n被分別存儲在寄存器80和81中。
圖6所示實(shí)現(xiàn)方案的大量變動是可能，這取決于約束條件、復(fù)雜度、臨界定時路徑、和算法問題(例如度量界限)。例如，自動度量界限可通過使用饋送給比較器輸入58的加法器82-85中的傳統(tǒng)的模計(jì)算方法來達(dá)到，如在“An Alternative to metric rescaling in Viterbidecoders”(Viterbi譯碼器中的度量重定標(biāo)的替代方案)，A. P. Hekstra，IEEE Transactions on Communications，Vol. 37. No.11，pp.1220-1222，November 1989中所描述的。度量歸一化的另一個方法可通過應(yīng)用差度量的概念來實(shí)現(xiàn)。定義差度量Dn-1＝M1n-1-M0n-1(24)則得到圖7上的網(wǎng)格，其中度量被這樣更新以使得對于狀態(tài)0的度量總是數(shù)值為零的度量。這樣，差度量按照下式被更新Dn＝min{Dn-1+λ(1，1)∶λ(0，1)}-min{Dn-1+λ(1，0)∶λ(0，0)}(25)其中可以證明，圖7中會導(dǎo)致差度量Dn＝λ(0.1)-[Dn-1+λ(1，0)]的網(wǎng)格交叉擴(kuò)張是不可能的。這樣，(25)式中Dn的四個可能值中只有三個值有必要被考慮。把由圖7中網(wǎng)格描述所隱含的算法映射為硬件的一個可能方法示于圖8，其中比較門限現(xiàn)在可由存儲在寄存器80中的差度量Dn-1給出。圖8在其它方面類似于圖6。在不可能或不方便使用依賴于度量歸一化的2-態(tài)補(bǔ)碼算術(shù)的傳統(tǒng)的模計(jì)算方法的情況下，差度量方法是有用的。
使用兩個預(yù)測器系數(shù)(N＝2)和四狀態(tài)(K＝2)的NPML檢測器對于N＝2和K＝2即2K＝4狀態(tài)，基于(5)式的分支度量變成為λ(sj,sk)=|zn+Σi=34an-i(sj)gi+an-1g1+an-2g2-an|2---(26)]]>其中信號樣本zn＝y(tǒng)n-yn-1p1-yn-2p2是2-抽頭預(yù)測誤差濾波器的輸出。再次分別把數(shù)據(jù)符號“+1”和“-1”與二進(jìn)制數(shù)1和0相聯(lián)系，我們分別把狀態(tài)信息(an-2，an-1)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)映射為當(dāng)前狀態(tài)si＝0，1，2和3。同樣地，下一個狀態(tài)信息(an-1，an)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)被分別映射為下一個狀態(tài)sk＝0，1，2和3。令G3n-1=Σi=34an-i(3)gi=an-3(3)g3+an-4(3)g4.---(27)]]>G2n-1=Σi=34an-i(2)gi=an-3(2)g3+an-4(2)g4.---(28)]]>G1n-1=Σi=34an-i(1)gi=an-3(1)g3+an-4(1)g4,---(29)]]>G0n-1=Σi=34an-i(0)gi=an-3(0)g3+an-4(0)g4,---(30)]]>則可得到8個分支度量λ(3，3)＝|zn+G3n-1+g1+g2-1|2.
(31)λ(3，2)＝|zn+G3n-1+g1+g2+1|2.
(32)λ(2，1)＝|zn+G2n-1+g1-g2-1|2.(33)λ(2，0)＝|zn+G2n-1+g1-g2+1|2.(34)λ(1，3)＝|zn+G1n-1-g1+g2-1|2.(35)(36)λ(1，2)＝|zn+G1n-1-g1+g2+1|2.
λ(0，1)＝|zn+G0n-1-g1-g2-1|2.(37)
λ(0，0)＝|zn+G0n-1-g1-g2+1|2. (38)其中，zn是從級聯(lián)以均衡器的相應(yīng)2-抽頭預(yù)測器濾波器得到的樣本，見圖2C。定義以下的量是有用的Z33n＝zn+g1+g2-1.
(39)Z32n＝zn+g1+g2+1.
(40)Z21n＝zn+g1-g2-1.
(41)Z20n＝zn+g1-g2+1.
(42)Z13n＝zn-g1+g2-1.
(43)Z12n＝zn-g1+g2+1.
(44)Z01n＝zn-g1-g2-1. (45)Z00n＝zn-g1-g2+1. (46)因?yàn)樗鼈冊谡答伃h(huán)以外被預(yù)先計(jì)算，如有必要可通過流水線進(jìn)行。這樣，式(31)～(38)可被分別寫為λ(3，3)＝|Z33n+G3n-1|2.
(47)λ(3，2)＝|Z32n+G3n-1|2.
(48)λ(2，1)＝|Z21n+G2n-1|2. (49)λ(2，0)＝|Z20n+G2n-1|2. (50)λ(1，3)＝|Z13n+G1n-1|2. (51)
λ(1，2)＝|Z12n+G1n-1|2. (52)λ(0，1)＝|Z01n+G0n-1|2. (53)λ(0，0)＝|Z00n+G0n-1|2. (54)最后，對于當(dāng)前狀態(tài)si＝0，1，2和3中的每個狀態(tài)定義存儲的(當(dāng)前的)度量Msin-1，得到圖9所示的網(wǎng)格圖。按照下式來更新對于下一狀態(tài)si＝0，1，2和3的四個度量。Mskn=min{Msjn-1+λ(sj,sk):Msjn-1+λ(sj,sk)},---(55)]]>其中sj和si是可能的當(dāng)前狀態(tài)。把圖9所示的網(wǎng)格直接映射為硬件功能，導(dǎo)致了圖10A，10B，10C中所示的方案。分別由式(27)～(30)定義的項(xiàng)G0n-1，G1n-1，G2n-1和G3n-1，可藉助于存儲有取決于所選擇的信道工作點(diǎn)的給定系數(shù)g1和g2的適當(dāng)值的隨機(jī)存取存儲器(RAM)131-134而被生成；RAM131-134只需要保持四個不同的值(實(shí)際上是兩個不同的值和它們的負(fù)數(shù)值)。4-狀態(tài)SPM135在高速實(shí)現(xiàn)方案的情形中是寄存器-交換結(jié)構(gòu)。應(yīng)當(dāng)注意，式(31)-(38)中的平方函數(shù)可被近似，以便簡化所需要的電路，而在性能上只有最小的損失。需要四個判決信號(S0，S1，S2，S3)來控制度量多路復(fù)接器和在SPM135中的路徑更新。自動度量界限通過使用在饋送給比較器輸入的加法器136-143中的傳統(tǒng)的模-2算法來達(dá)到。
使用四個預(yù)測器系數(shù)(N＝4)和四狀態(tài)(K＝2)的NPML檢測器對于N＝4和K＝2，即2K＝4狀態(tài)，基于(5)式的分支度量變成為λ(sj,sk)=|zn+Σi=36an-i(sj)gi+an-1g1+an-2g2-an|2---(56)]]>其中信號樣本
是預(yù)測誤差濾波器的輸出。再將分別把數(shù)據(jù)符號“+1”和“-1”與二進(jìn)制數(shù)1和0相聯(lián)系，狀態(tài)信息(an-2，an-1)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)分別被映射為當(dāng)前狀態(tài)si＝0，1，2和3。同樣地，下一個狀態(tài)信息(an-1，an)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)被分別映射為下一個狀態(tài)sk＝0，1，2和3。令G3n-1=Σi=36an-1(3)gi.---(57)]]>G2n-1=Σi=36an-i(2)gi.---(58)]]>G1n-1=Σi=36an-i(1)gi.---(59)]]>G0n-1=Σi=36an-i(0)gi.---(60)]]>則可得到8個分支度量λ(3，3)＝|zn+G3n-1+g1+g2-1|2. (61)λ(3，2)＝|zn+G3n-1+g1+g2+1|2. (62)λ(2，1)＝|zn+G2n-1+g1-g2-1|2. (63)
λ(2，0)＝|zn+G2n-1+g1-g2+1|2. (64)λ(1，3)＝|zn+G1n-1-g1+g2-1|2.
(65)λ(1，2)＝|zn+G1n-1-g1+g2+1|2. (66)λ(0，1)＝|zn+G0n-1-g1-g2-1|2. (67)λ(0，0)＝|zn+G0n-1-g1-g2+1|2. (68)其中，zn是從級聯(lián)以均衡器的相應(yīng)4-抽頭預(yù)測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。定義以下的量將是有用的Z33n＝zn+g1+g2-1.
(69)Z32n＝zn+g1+g2+1.
Z21n＝zn+g1-g2-1. (70)(71)Z20n＝zn+g1-g2+1.(72)Z13n＝zn-g1+g2-1.
(73)Z12n＝zn-g1+g2+1.
(74)Z01n＝zn-g1-g2-1. (75)Z00n＝zn-g1-g2+1. (76)因?yàn)樗鼈冊诜答伃h(huán)以外被預(yù)先計(jì)算，如有必要可通過流水線進(jìn)行，這樣式(61)～(68)可被分別寫為λ(3，3)＝|Z33n+G3n-1|2. (77)
λ(3，2)＝|Z32n+G3n-1|2. (78)λ(2，1)＝|Z21n+G2n-1|2.
(79)λ(2，0)＝|Z20n+G2n-1|2.
(80)λ(1，3)＝|Z13n+G1n-1|2. (81)λ(1，2)＝|Z12n+G1n-1|2.
(82)λ(0，1)＝|Z01n+G0n-1|2.
(83)λ(0，0)＝|Z00n+G0n-1|2.
(84)最后，對于當(dāng)前狀態(tài)si＝0，1，2和3中的每個狀態(tài)定義所存儲的(當(dāng)前的)度量Msin-1，得到圖9所示的網(wǎng)格圖。按照下式來更新對于下一狀態(tài)sk＝0，1，2和3的四個度量Mskn=min{Msjn-1+λ(sj,sk):Msin-1+λ(sj,sk)}.---(85)]]>其中sj和si是可能的當(dāng)前狀態(tài)。把圖9所示的網(wǎng)格直接映射為硬件功能，導(dǎo)致了圖11A，11B和11C中所示的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。與圖10A，10B，10C相比較，注意相似性和各自的差異(預(yù)測器濾波器的大小和RAM地址長度)。分別由式(57)～(60)定義的項(xiàng)G0n-1，G1n-1，G2n-1和G3n-1可藉助于可被裝載以取決于所選擇的信道工作點(diǎn)的適當(dāng)值的RAM結(jié)構(gòu)而被生成；4-狀態(tài)SPN也可以是寄存器 交換結(jié)構(gòu)。應(yīng)當(dāng)注意，式(61)～(68)中的平方函數(shù)可被近似，以便簡化所需要的電路，而在性能上只有最小的損失。在SPM135中需要四個判決信號S0，S1，S2和S3來控制度量多路復(fù)接器和路徑更新。
帶有4-抽頭噪聲預(yù)測器的4-狀態(tài)NPML檢測器的實(shí)現(xiàn)方案的大量變動是可能的，取決于對復(fù)雜度，臨界定時路徑，和諸如度量邊界一類的算法問題的約束條件。例如，自動度量邊界可通過使用在饋送給比較器輸入的加法器中的傳統(tǒng)的模計(jì)算方法來達(dá)到。度量規(guī)一化的另一個方法，上面介紹的差度量技術(shù)，可例如通過更新度量以使存儲的狀態(tài)0的度量總是數(shù)值為零的度量而被擴(kuò)展到4-狀態(tài)NPML檢測器。實(shí)現(xiàn)(4-狀態(tài))NPML檢測器的進(jìn)一步的變化可藉顯式擴(kuò)展包括在賦值分支度量λ(sj，sk)中的平方函數(shù)而達(dá)到。
使用單個抽頭預(yù)測器(N＝1)和8狀態(tài)(K＝N+2＝3)的NPML檢測器在此之前已指出，使用單個抽頭預(yù)測器的8-狀態(tài)NPML檢測器(即，N＝1和K＝N+2＝3以使2K＝8狀態(tài)的情形)是在NPML檢測器族內(nèi)的一個成員，它對于DASD應(yīng)用具有特別實(shí)際的意義。因?yàn)樵谶@種特定情況下，沒有基于過去判定的反饋，即檢測器只使用對噪聲預(yù)測的(假設(shè)的)狀態(tài)信息，所以不存在如圖4所示的經(jīng)過FIR或基于RAM的濾波器64和65的反饋環(huán)。對于N＝1和K＝3，基于(5)式的(16)個分支度量變成λ(sj，sk)＝|zn+an-1g1+an-2g2+an-3g3-an|2(86)其中信號樣本zn＝y(tǒng)n-p1yn-1，而且，由于在(86)式中，g1＝p1，g2＝1和g3＝-p1，我們可寫出λ(sj，sk)＝|zn+an-1p1+an-2-an-3p1-an|2(87)其中三項(xiàng)(an-3，an-2，an-1)代表假設(shè)的狀態(tài)si，an是假設(shè)的發(fā)送符號，以及三項(xiàng)(an-2，an-1，an)代表結(jié)果的下一個狀態(tài)sk。在這種情形下，最好是計(jì)算(87)式的右邊的平方，去掉所有與狀態(tài)無關(guān)的項(xiàng)，以及計(jì)算剩余的表示式。這樣，得到等價的分支度量λ′(sj，sk)＝-[an-an-2-(an-1-an-3)p1]zn-(anan-1+an-2an-3)p1-anan-2+(anan-3+an-1an-2)p1-an-1an-3p12.]]>(88)我們現(xiàn)在任意地使用與以上所使用的多少有點(diǎn)不同的規(guī)則來把狀態(tài)信息映射為相應(yīng)的狀態(tài)數(shù)，即把sj=(an-3，an-2,an-1)＝(-1，-1，-1)映射為狀態(tài)0，把sj=(an-3，an-2，an-1)＝(+1，-1，-1)映射為狀態(tài)1，…，把sj=(an-3，an-2，an-1)＝(+1，+1，+1)映射為狀態(tài)7。接著，把與狀態(tài)無關(guān)項(xiàng)(1+，p12)加到由(88)式表示的所有十六個分支度量以及把結(jié)果除以2，等價的分支度量可列舉如下λ″(0，0)＝λ″(2，5)＝λ″(5，2)＝λ″(7，7)＝0(89)λ″(0，4)＝λ″(5，6)＝-zn+1(90)λ″(1，0)＝λ″(3，5)=p1(-zn+p1)(91)λ″(1，4)＝α(-zn+α)(92)λ″(2，1)＝λ″(7，3)=zn+1 (93)λ″(3，1)＝β(zn+β) (94)λ″(4，2)＝λ″(6，7)＝p1(zn+p1)(95)λ″(4，6)＝β(-zn+β)(96)λ″(6，3)＝α(zn+α)(97)其中α＝1+p1，β＝2-α＝1-p1，zn＝y(tǒng)n-p1yn-1. (98)對于狀態(tài)sj=0，1，…，7定義存儲的度量Msjn-1，得到圖12所示的狀態(tài)圖。按照下式來更新對于下一狀態(tài)sk=0，1，…，7的8個度量MsknMskn=min{Msjn-1+λ′′(sj,sk):Msin-1+λ′′(si,sk)},---(99)]]>其中sj和si是按照圖12的網(wǎng)格的在時間n-1時的狀態(tài)。后者在原則上可被直接變映射為硬件結(jié)構(gòu)。
圖12中的網(wǎng)格可通過應(yīng)用和在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952所描述的同樣的變換技術(shù)而被簡化所得到的變換的網(wǎng)格顯示于圖13，其中16個分支度量中的12個分支度量是零值的，其余的四個度量具有值2p1或-2p1。定義濾波的樣本Yn=-p1yn+1+(1+p12)yn-p1yn-1---(100)]]>其中yn＝an-an-2+噪聲是PR4-均衡的有噪聲的樣本，圖13的網(wǎng)格中所顯示的量zn和Qn可被分別表示為Zn=Yn+(1+p12)---(101)]]>和Qn=-Yn+(1+p12)=-Zn+2(1+p12),---(102)]]>如有必要，這些量可通過流水線電路來計(jì)算，因?yàn)樗鼈儾皇嵌攘糠答伃h(huán)的一部分。把圖13的網(wǎng)格直接映射為硬件結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致圖14所示的方案8個判決信號S0-S7也控制未特別顯示的8-狀態(tài)SPM(寄存器-交換)的運(yùn)行。SPM通過逆預(yù)編碼器傳送最后判定。
由圖12-14描述的NPML方案的重要特性是它的執(zhí)行對于噪聲預(yù)測器系數(shù)p1的任意數(shù)值的檢測功能的能力。因此，通過用最適合的預(yù)測器系數(shù)(取決于信道工作點(diǎn))編程硬件，可在單個抽頭預(yù)測器的約束條件內(nèi)得到最佳檢測。具體地講，通過設(shè)置p1＝0，該方案執(zhí)行對PR4信號的檢測，即該硬件作為PRML檢測器運(yùn)行。另一方面，設(shè)置p1＝-1，該方案執(zhí)行對EPR4信號的檢測，即該硬件作為EPRML檢測器運(yùn)行。SPM的最大的所需要的長度，或等價地，用于最后判決的最大的判決延時，應(yīng)當(dāng)被選擇為使得對于最靈敏的方案(例如，EPRML)可以保持性能。
為了實(shí)現(xiàn)起見，通過把方便的與狀態(tài)無關(guān)的項(xiàng)加到式(101)中所定義的zn，例如以使zn→zn′＝Y(jié)n來修改對于靈活的8-狀態(tài)、單抽頭預(yù)測器NPML方案所提出的算法可能是有利的。在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952中已經(jīng)證明，EPRML的性能不受這樣的度量影響，因?yàn)樾诺朗菬o直流分量的(在零頻率點(diǎn)上頻譜是零)；這個性質(zhì)也擴(kuò)展到NPML檢測器。這樣，圖14的另一個方案版本通過把zn和Qn分別修改為使得zn→zn′＝Y(jié)n和Qn→Qn′＝-Yn+2(1+p12)＝-Zn′+2(1+p12)而得到。應(yīng)當(dāng)注意，條件，Zn+Qn＝Zn′+Qn′＝2(1+p12)必須總是理論上被滿足。然而，正如在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952中所描述的，在實(shí)踐時最好修改這個條件使得Zn+Qn＝Zn′+Qn′＝2(1+p12)-γ，其中γ是一個小的正的常數(shù)實(shí)際值可以是γ＝0.25。
替換的實(shí)現(xiàn)形式和修改這一節(jié)進(jìn)一步說明大量的對于按照本發(fā)明的NPML檢測器是可能的實(shí)現(xiàn)形式。上面給出的檢測器的一些替換形式和簡化結(jié)構(gòu)現(xiàn)在稍為詳細(xì)地被描述2-狀態(tài)、4-抽頭預(yù)測器NPML令G1′n-1=g1+Σi=26an-i(1)gi,---(103)]]>G0′n-1=-g1+Σi=26an-i(0)gi,---(104)]]>則可以得到四個等價的分支度量λ(1，1)＝|zn+G1′n-1-1|2.(105)λ(1，0)＝|zn+G1′n-1+1|2.
(106)λ(0，1)＝|zn+G0′n-1-1|2.
(107)λ(0，0)＝|zn+G0′n-1+1|2.
(108)其中，zn是從級聯(lián)以均衡器的相應(yīng)4-抽頭預(yù)測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。定義以下的新的量是有用的Z1n＝zn-1. (109)
Z0n＝zn+1.(110)所以式(105)～(108)可被寫為λ(1，1)＝|Z1n+G1′n-1|2.
(111)λ(1，0)＝|Z0n+G1′n-1|2. (112)λ(0，1)＝|Z1n+G0′n-1|2. (113)λ(0，0)＝|Z0n+G0′n-11|2.(114)實(shí)現(xiàn)圖6功能的替換形式被示于圖15。此處，建議通過隨機(jī)存取存儲器查找表生成分別由(103)和(104)式定義的G1′n-1和G0′n-1，其中RAM121，122可被裝入取決于所選擇的信道工作點(diǎn)的適當(dāng)值(每個RAM32個值)。SPM123分別提供5個地址比特an-2(1)，…，an-6(1)和an-2(0)，…，an-6(0)給RAM121和122，如圖15所示。
對于差度量方法的分支度量的計(jì)算(圖8)同樣可被修改在這種情況下，進(jìn)一步的簡化是可能的。例如，必須被預(yù)先計(jì)算的可能的差度量Dn＝λ(0，1)-λ(0，0)＝-4(zn+G0′n-1)和Dn＝λ(1，1)-λ(1，0)＝-4(zn+G1′n-1)具有以信號樣本zn和由RAM產(chǎn)生的各自的量表示的簡單表達(dá)式。
4-狀態(tài)、N抽頭預(yù)測器NPML，其中N＝2或4(替換例1)令G3′n-1=g1+g2+Σi=3N+2an-i(3)gi,---(115)]]>G2′n-1=g1-g2+Σi=3N+2an-i(2)gi,---(116)]]>G1′n-1=-g1+g2+Σi=3N+2an-1(1)gi,---(117)]]>G0′n-1=-g1-g2+Σi=3N+2an-i(0)gi,---(118)]]>則得到8個等價的度量λ(3，3)＝|zn+G3′n-1-1|2. (119)λ(3，2)＝|zn+G3′n-1+1|2. (120)λ(2，1)＝|zn+G2′n-1-1|2. (121)λ(2，0)＝|zn+G2′n-1+1|2.
(122)λ(1，3)＝|zn+G1′n-1-1|2.
(123)λ(1，2)＝|zn+G1′n-1+1|2. (124)λ(0，1)＝|zn+G0′n-1-1|2. (125)λ(0，0)＝|zn+G0′n-1+1|2. (126)其中，zn是從級聯(lián)以均衡器的相應(yīng)N-抽頭預(yù)測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。分別利用定義Z1n＝zn-1和Z0n＝zn+1，式(19)-(126)可分別被寫為λ(3，3)＝|Z1n+G3′n-1|2.
(127)λ(3，2)＝|Z0n+G3′n-1|2.(128)λ(2，1)＝|Z1n+G2′n-1|2.(129)
λ(2，0)＝|Z0n+G2′n-1|2.(130)λ(1，3)＝|Z1n+G1′n-1|2.
(131)λ(1，2)＝|Z0n+G1′n-1|2.(132)λ(0，1)＝|Z1n+G0′n-1|2.(133)λ(0，0)＝|Z0n+G0′n-1|2.(134)再次得到圖9所示的網(wǎng)格圖。把此網(wǎng)格直接映射為硬件功能—通過使用如上定義的新變量—導(dǎo)致圖16A，16B，16C中所顯示的結(jié)構(gòu)。分別由式(115)-(118)定義的項(xiàng)G0′n-1，G1′n-1，G2′n-1和G3′n-1可再次藉助于可被裝入取決于所選擇的信道工作點(diǎn)的適當(dāng)值的RAM151-154予以生成4-狀態(tài)SPM155—再次假定是寄存器-交換結(jié)構(gòu)—為四個RAM(每個狀態(tài)一個RAM)的每個RAM提供N個地址比特；等價地，這四個RAM151-154可被組合成一個帶有多個輸入端和輸出端的單個RAM結(jié)構(gòu)。自動度量邊界通過使用在饋送給比較器輸入的加法器中的傳統(tǒng)的模-2技術(shù)來達(dá)到。
通過模擬VLSI技術(shù)實(shí)現(xiàn)的NPML檢測器被包括在NPML檢測器族內(nèi)的任何檢測器的實(shí)現(xiàn)可以以數(shù)字、模擬或混合的數(shù)字/模擬VLSI(超大規(guī)模集成)電路技術(shù)來完成。模擬技術(shù)的實(shí)現(xiàn)在高數(shù)據(jù)速率和/或低功耗應(yīng)用中特別有利。PRML的一個實(shí)例在“Analog lmplementation of Class-IV Partial-Response ViterbiDetector(第四類部分響應(yīng)維特比檢測器的模擬實(shí)現(xiàn))”，A.H.Shakiba等，Proc.ISCAS’94.1994中被描述，類似的方法可被應(yīng)用到NPML檢測器。
具有減小的SPM長度的NPML檢測器上面已表明，通常NPML檢測器不呈現(xiàn)準(zhǔn)突變性誤差傳播。這種性質(zhì)可被利用來通過減小在Viterbi檢測器中路徑存儲器的長度而不損傷性能來節(jié)省硬件和減小譯碼延時。另一方面，這種硬件節(jié)省可通過使用以比8/9高的速率的受限游程長度(RLL)編碼而與記錄密度的附加增加進(jìn)行權(quán)衡，因?yàn)閷τ赟PM長度的編碼約束條件可以放松。
4-狀態(tài)、N-抽頭預(yù)測器NPML，其中N＝2或4(替換例2)在式(119)-(126)中，令G33′n-1＝G3′n-1-1(135)G32′n-1＝G3′n-1+1 (136)等等，我們可把8個分支度量寫為λ(3，3)＝|zn+G33′n-1|2.
(137)λ(3，2)＝|zn+G32′n-1|2.
(138)λ(2，1)＝|zn+G21′n-1|2. (139)λ(2，0)＝|zn+G20′n-1|2.
(140)λ(1，3)＝|zn+G13′n-1|2.
(141)λ(1，2)＝|zn+G12′n-1|2.
(142)λ(0，1)＝|zn+G01′n-1|2. (143)λ(0，0)＝|zn+G00′n-11|2. (144)這個方案導(dǎo)致圖17A，17B，17C中所示的實(shí)現(xiàn)方案，其中平方函數(shù)可被近似為如由A. Eshraghi等寫的“Design of a New SquaringFunction for the Viterbi Algorithm”(Viterbi算法的新平方函數(shù)設(shè)計(jì))，IEEE Journal of Solid State Circuits，Vol.29.No.9，September1994，pp.1102-1107。
權(quán)利要求
1.用于信道中的噪聲預(yù)測最大似然(NPML)序列檢測的設(shè)備，包括a)預(yù)測誤差濾波器，用于加白通過所述信道接收的樣本yn的有色隨機(jī)噪聲分量，所述樣本yn包括被所述有色隨機(jī)噪聲分量損傷的廣義部分響應(yīng)信號分量，導(dǎo)致現(xiàn)在具有L個符號間干擾分量的信號zn，b)序列檢測器，它具有·等于2K的狀態(tài)復(fù)雜度，其中0≤K≤L，L代表所述符號間干擾分量的數(shù)目，以及·殘留路徑裝置，用于存儲相應(yīng)于2K條殘留路徑的路徑歷程判定，c)用于抵消所述L個符號間干擾分量中的L-K個分量的裝置，所述裝置包括·反饋裝置，用于藉使用被預(yù)先計(jì)算和被存儲的符號間干擾抵消項(xiàng)而進(jìn)行符號間干擾抵消，以及·恢復(fù)裝置，用于通過把所述路徑歷程判定作為地址加到用于符號間抵消的所述反饋裝置，從而恢復(fù)所述符號間干擾抵消項(xiàng)。
2.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中所述用于抵消的裝置包括至少一個用于存儲所述符號間干擾抵消項(xiàng)的隨機(jī)存取存儲器，所述隨機(jī)存取存儲器被安排成使得符號間干擾抵消項(xiàng)通過把從所述殘留路徑裝置取得的路徑歷程判定作為地址加到所述隨機(jī)存取存儲器而被恢復(fù)。
3.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中通過所述信道接收的所述樣本yn是部分響應(yīng)信號，具體地是部分響應(yīng)第4類(PR4)成形信號。
4.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中所述序列檢測器是維特比檢測器。
5.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中所述序列檢測器是2-狀態(tài)序列檢測器和所述預(yù)測誤差濾波器包括4-抽頭預(yù)測器。
6.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中所述序列檢測器是4-狀態(tài)序列檢測器和所述預(yù)測誤差濾波器包括2-抽頭預(yù)測器。
7.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中所述序列檢測器是4-狀態(tài)序列檢測器和所述預(yù)測誤差濾波器包括4-抽頭預(yù)測器。
8.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，其中所述序列檢測器是8-狀態(tài)序列檢測器，優(yōu)選地是可編程的序列檢測器，以及所述預(yù)測誤差濾波器包括1-抽頭預(yù)測器。
9.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，或者包括由所述檢測器的輸出所饋送的分開的逆預(yù)編碼器，或者包括用于把逆預(yù)編碼器功能插入到所述序列檢測器的裝置。
10.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，它所具有的對于所述樣本yn的信號部分的傳輸函數(shù)不同于對于所述有色隨機(jī)噪聲分量的傳輸函數(shù)。
11.權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，其中所述預(yù)測誤差濾波器和/或所述隨機(jī)存取存儲器具有非線性傳輸特性。
12.權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，其中所述預(yù)測誤差濾波器和/或所述隨機(jī)存取存儲器是可編程的。
13.權(quán)利要求12的設(shè)備，其特征在于，包括用于自適應(yīng)地設(shè)置所述可編程預(yù)測誤差濾波器和/或所述隨機(jī)存取存儲器、以便當(dāng)在所述數(shù)據(jù)信道上的有色隨機(jī)噪聲改變時其特性自動調(diào)整的裝置。
14.權(quán)利要求1或2的設(shè)備，其特征在于，它被或者完全地、或者部分地以模擬電路技術(shù)實(shí)現(xiàn)。
15.權(quán)利要求1或2的設(shè)備，其特征在于，其中所述反饋裝置包括反饋有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器。
16.權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，包括·用于確定標(biāo)稱期望值的無記憶檢測器；·用于通過從所述標(biāo)稱期望值中減去樣本值來估算在多個過去的數(shù)字樣本中噪聲成分的裝置；·用于通過使用在多個過去的數(shù)字樣本中噪聲成分來預(yù)測當(dāng)前接收的樣本的噪聲成分的裝置；·用于向/從當(dāng)前接收的樣本加上/減去預(yù)測噪聲成分的裝置；和·用于把上述用于加法或減法的裝置的輸出饋送給傳統(tǒng)的部分響應(yīng)最大似然(PRML)或擴(kuò)張的部分響應(yīng)最大似然(EPRML)檢測器的裝置。
17.權(quán)利要求1～16中任一項(xiàng)的設(shè)備，其特征在于，其中所述信道是數(shù)據(jù)傳輸信道，以及所述設(shè)備被利用來估算通過所述數(shù)據(jù)傳輸信道接收的數(shù)據(jù)。
18.直接存取存儲器裝置，具體是磁盤驅(qū)動器，包括直接存取存儲裝置和用于按照權(quán)利要求1～16中任一項(xiàng)的噪聲預(yù)測最大似然(NPML)序列檢測的設(shè)備，所述信道是存儲信道，用于把從所述直接存取存儲裝置恢復(fù)的信號饋送給所述設(shè)備。
19.權(quán)利要求1～16中任一項(xiàng)的設(shè)備，其特征在于，它被結(jié)合(附著)在部分響應(yīng)最大似然(PRML)或擴(kuò)展的部分響應(yīng)最大似然(EPRML)系統(tǒng)。
20.權(quán)利要求19的設(shè)備，其特征在于，其中數(shù)字均衡器是所述部分響應(yīng)最大似然(PRML)或擴(kuò)展的部分響應(yīng)最大似然(EPML)系統(tǒng)的一部分，以及所述預(yù)測誤差濾波器被具有能加白所述樣本yn的所述有色隨機(jī)噪聲分量的性質(zhì)的單個有限沖擊響應(yīng)濾波器代替。
21.權(quán)利要求1～16中任一項(xiàng)的設(shè)備，其特征在于，它被連接到部分響應(yīng)最大似然(PRML)或擴(kuò)展的部分響應(yīng)最大似然(EPRML)檢測器，以使得能從所述設(shè)備和所述檢測器中的任一個同時運(yùn)行的第一狀態(tài)切換到所述部分響應(yīng)最大似然(PRML)或擴(kuò)展的部分響應(yīng)最大似然(EPRML)檢測器或者所述設(shè)備處理通過所述信道接收的所述樣本yn的第二狀態(tài)。
22.用于藉助于具有狀態(tài)復(fù)雜度等于2K(其中0≤K≤L)的序列檢測器進(jìn)行噪聲預(yù)測最大似然(NPML)序列檢測的方法，所述方法包括以下步驟a)加白通過所述信道接收的樣本yn的有色隨機(jī)噪聲分量，所述樣本yn包括被所述有色隨機(jī)噪聲分量損傷的廣義部分響應(yīng)信號分量，導(dǎo)致一個因而具有L個符號間干擾分量的信號zn，b)通過進(jìn)行基于2K-狀態(tài)維特比算法的分支度量計(jì)算來消除所述L個符號間干擾分量中的K個分量，以確定相應(yīng)于所述樣本yn的最可能的序列，以及c)如果還留有符號間干擾分量，即如果L-K＞0，則·預(yù)先計(jì)算符號間干擾抵消項(xiàng)，·把所述符號間干擾抵消項(xiàng)存儲在存儲裝置中，·通過把來自所述序列檢測器的路徑歷程判定作為地址加到所述存儲器裝置，而從所述存儲裝置恢復(fù)所述符號間干擾抵消項(xiàng)，·通過使用所述符號間干擾抵消項(xiàng)來抵消在所述信號zn中的所述L-K個符號間干擾分量。
23.權(quán)利要求22的方法，其特征在于，包括以下步驟·通過從標(biāo)稱期望值中減去樣本值來估算在多個過去數(shù)字樣本中的噪聲成分，所述標(biāo)稱期望值由簡單的無記憶檢測確定，·使用在多個過去的數(shù)字樣本中的噪聲成分來預(yù)測當(dāng)前接收的樣本的噪聲成分，·把預(yù)測的噪聲成分加到當(dāng)前接收的樣本或從當(dāng)前接收的樣本減去預(yù)測的噪聲成分，以及·把上面最后步驟的輸出饋送給傳統(tǒng)的部分響應(yīng)最大似然(PRML)或擴(kuò)展的部分響應(yīng)最大似然(EPRML)檢測器。
24.權(quán)利要求22的方法，其特征在于，其中通過所述信道接收的所述樣本yn是部分響應(yīng)信號，具體地是部分響應(yīng)第4類(PR4)成形信號。
全文摘要
本申請利用新穎的噪聲預(yù)測最大似然(NPML)數(shù)據(jù)檢測方案(10),該方案對通過均衡濾波器(22)從信道、特別是從直接存取存儲器裝置的存儲信道接收的信號樣本進(jìn)行操作。這種方案是通過對所述均衡器的輸出信號實(shí)施噪聲預(yù)測/加白處理和通過提供在最大似然序列檢測器(MLSD)的分支度量計(jì)算中的裝置來實(shí)現(xiàn)的。它還藉助于適當(dāng)?shù)牟檎冶韥淼窒鲂盘枠颖镜姆栭g干擾(ISI)分量。查找表的內(nèi)容通過使用最大似然序列檢測器的路徑歷程判定來尋址。
文檔編號H04L25/497GK1198280SQ95197960
公開日1998年11月4日 申請日期1995年9月18日 優(yōu)先權(quán)日1995年9月18日
發(fā)明者J·D·科克爾, E·S·埃萊夫塞里奧, R·L·加爾布雷思, W·希爾特 申請人:國際商業(yè)機(jī)器公司