專利名稱：定時(shí)恢復(fù)的方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高速、數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，而且更特別地涉及收發(fā)機(jī)電路中的定時(shí)恢復(fù)。
背景技術(shù)：
數(shù)字用戶線或其它通信環(huán)路上的通信需要很低的誤碼甚至沒有誤碼的編碼二進(jìn)制數(shù)據(jù)的傳輸，例如，需要誤碼率(BER)等于或小于10-7，以便用于綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)(ISDN)的用戶環(huán)路基本接入接口中。在由通信信道引入及/或在通信信道上產(chǎn)生的給定的未知時(shí)延、衰減、色散、噪聲、以及符號(hào)間干擾(ISI)中得到這樣低的BER是很困難的。
編碼二進(jìn)制數(shù)據(jù)的甚低誤碼率傳輸?shù)暮诵牟糠质菙?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)接收機(jī)中的符號(hào)同步。一般來說，接收收發(fā)機(jī)接口的接收機(jī)時(shí)鐘必須連續(xù)地調(diào)整，以便跟蹤并補(bǔ)償位于通信環(huán)路的相對(duì)端的發(fā)射機(jī)中使用的振蕩器與接收機(jī)時(shí)鐘電路之間的頻率漂移，并且跟蹤并補(bǔ)償傳輸媒質(zhì)中的變化。數(shù)字接收機(jī)依賴于數(shù)字處理以恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)字信息。換句話說，所接收的信號(hào)以離散時(shí)間間隔抽樣并轉(zhuǎn)換成它的數(shù)字表示。因此，需要定時(shí)恢復(fù)功能以便同步接收機(jī)時(shí)鐘，使所接收的符號(hào)可以在恰當(dāng)?shù)某闃訒r(shí)刻被抽樣，(例如，最佳抽樣時(shí)刻對(duì)于脈沖幅度調(diào)制(PAM)編碼可能在抽樣脈沖的峰值)。由于接收脈沖的失真，這個(gè)任務(wù)可能會(huì)更復(fù)雜。
一旦干擾源是來自收發(fā)機(jī)發(fā)送部分的發(fā)送脈沖直接通過混合電路的耦合，在接收機(jī)輸入處檢測(cè)到的就是回波。這種發(fā)送脈沖回波一般通過回波抵消器去掉(例如，橫向?yàn)V波器，它模擬發(fā)送信號(hào)并從接收信號(hào)中去掉發(fā)送信號(hào))。但是即使在回波抵消器去掉發(fā)送脈沖的回波之后，由于上面提到的傳輸通道的特性以及符號(hào)間干擾，所接收的脈沖仍然會(huì)失真。結(jié)果是來自遠(yuǎn)端收發(fā)機(jī)的相對(duì)較方、較窄的脈沖，在近端收發(fā)機(jī)中接收時(shí)，會(huì)在時(shí)間上“模糊”，(即，變寬和失真)。
為了檢測(cè)接收的脈沖值，接收機(jī)要執(zhí)行除回波抵消以外的很多功能。例如，接收機(jī)試圖抵消在當(dāng)前接收的感興趣的符號(hào)脈沖之前接收的符號(hào)脈沖所引起的符號(hào)間干擾(ISI)。這種ISI是由傳輸通道的時(shí)延和脈沖成形特性所引起的，使得當(dāng)符號(hào)被發(fā)送時(shí)，一個(gè)符號(hào)脈沖的“尾”會(huì)擴(kuò)展到下一個(gè)發(fā)送的符號(hào)脈沖的時(shí)間期間內(nèi)，對(duì)在那個(gè)符號(hào)期間內(nèi)確定實(shí)際發(fā)送脈沖的正確幅度造成困難。高速數(shù)字通信系統(tǒng)可能使用判決反饋均衡器(DFE)來抑制ISI。
在進(jìn)行了各種糾正/補(bǔ)償功能之后(其中一些在上面做了簡單描述)，接收機(jī)就判決(1)在哪里及時(shí)地而且(2)以多大幅度去量化或“限幅”所接收的信號(hào)，以便能將它們轉(zhuǎn)換回所需的脈沖或符號(hào)值。為了進(jìn)行這些限幅功能，接收機(jī)必須確定對(duì)信號(hào)抽樣的定時(shí)時(shí)刻，并且確定抽樣時(shí)刻的信號(hào)電平。由于數(shù)字信號(hào)處理電路的成本和復(fù)雜性一般都隨抽樣速率遞增，因此希望而且一般都是以最低可能的速率，即波特率對(duì)輸入信號(hào)抽樣。因此，定時(shí)相位對(duì)于使噪聲及符號(hào)間干擾所造成的誤差最小化是很關(guān)鍵的。如果一種“波特率”定時(shí)恢復(fù)算法在每符號(hào)或波特僅對(duì)接收的符號(hào)脈沖抽樣一次的地方使用，那么定時(shí)恢復(fù)還要更復(fù)雜。
這樣一種抽樣率定時(shí)恢復(fù)算法由Mueller和Muller在”TimingRecovery in Digital Synchronous Data Receivers(數(shù)據(jù)接收機(jī)中的定時(shí)恢復(fù))，“IEEE Trans.Comm.，Vol.COM-24，No.5，pp.516-531，May1976中提出。Mueller和Muller定時(shí)恢復(fù)算法選擇一種在最佳抽樣相位處為零的“定時(shí)函數(shù)”。其目的是找到使這種定時(shí)函數(shù)等于零的相位。該函數(shù)為零時(shí)的檢測(cè)通過檢測(cè)何時(shí)該函數(shù)的幅度過零(即一個(gè)零跨越點(diǎn))來實(shí)現(xiàn)。
但是，這個(gè)目標(biāo)只是理論上的，因?yàn)檫@樣一種定時(shí)函數(shù)不可能精確計(jì)算而且必須從接收的信號(hào)抽樣中估計(jì)。然后調(diào)整抽樣相位，直到估計(jì)等于零。實(shí)際上，定時(shí)函數(shù)的導(dǎo)出/估計(jì)是相當(dāng)困難的。例如，前面建議的定時(shí)函數(shù)的估計(jì)被表示為一個(gè)等效方程組。很多這種方程沒有唯一解而且當(dāng)方程數(shù)超過3時(shí)變得很難處理。另一個(gè)而且可能是更嚴(yán)重的問題是Mueller等人的定時(shí)函數(shù)估計(jì)對(duì)很多傳輸通道不能收斂于一個(gè)單一的過零點(diǎn)，相反會(huì)出現(xiàn)多個(gè)過零點(diǎn)。因此，很容易選擇錯(cuò)誤的定時(shí)時(shí)刻，它更壞地影響定時(shí)恢復(fù)處理。因此，從以波特率抽樣的輸入數(shù)字信號(hào)中穩(wěn)定地恢復(fù)定時(shí)信息的問題還亟待解決。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種穩(wěn)定的定時(shí)恢復(fù)算法，允許以符號(hào)波特率精確地對(duì)輸入數(shù)字信號(hào)抽樣。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是，使用一種可以在超大規(guī)模集成(VLSI)電路中以低成本實(shí)現(xiàn)的有效的定時(shí)恢復(fù)算法，在發(fā)送和接收機(jī)時(shí)鐘之間實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘同步，并跟蹤和調(diào)整這些時(shí)鐘之間的相位漂移。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種基于通信信道的特性選擇定時(shí)相位的定時(shí)恢復(fù)算法，以便將誤碼率最小化到很小值。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種與其它接收機(jī)參數(shù)(例如判決反饋均衡器)密切相互作用的定時(shí)恢復(fù)算法。
為此，揭示了一種定時(shí)恢復(fù)函數(shù)，通過最小化未由抵消的前沿(precursor)符號(hào)間干擾帶來的均方誤差來確定所需的定時(shí)相位。一般，將誤差作為均衡信號(hào)和相應(yīng)的檢測(cè)符號(hào)之間的差來計(jì)算。當(dāng)均方誤差達(dá)到最小值時(shí)，就實(shí)現(xiàn)了最佳或接近最佳的抽樣定時(shí)相位。
揭示了一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的定時(shí)恢復(fù)方法，用于在接收機(jī)中恢復(fù)抽樣時(shí)鐘信號(hào)的定時(shí)相位。在受控的定時(shí)時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)抽樣，以便將接收信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。通過對(duì)可以得到單值過零點(diǎn)的兩個(gè)信號(hào)之間的相關(guān)，從而產(chǎn)生出定時(shí)恢復(fù)函數(shù)。有了這種單值的過零點(diǎn)，例如，只有一次過零，就可以確定所需的、而且可靠的、精確的抽樣定時(shí)時(shí)刻。
處理接收信號(hào)，以便補(bǔ)償各種失真，并在信號(hào)檢測(cè)器中檢測(cè)來自處理信號(hào)的接收信號(hào)值。然后，計(jì)算檢測(cè)器輸入和檢測(cè)器輸出之間的誤差。定時(shí)恢復(fù)函數(shù)被定義為誤差和另一個(gè)信號(hào)之間的相關(guān)。另一個(gè)信號(hào)的選擇要使得該相關(guān)提供單值的過零點(diǎn)。一般，另一個(gè)信號(hào)是從接收信號(hào)中獲得的、或者導(dǎo)出的信號(hào)。在最佳或接近最佳抽樣定時(shí)時(shí)刻，該相關(guān)為零。在一種實(shí)現(xiàn)方案中，相關(guān)結(jié)果的“符號(hào)”，即正或負(fù)的相關(guān)結(jié)果，確定是否需要超前或滯后定時(shí)相位。
本發(fā)明也描述了數(shù)字通信系統(tǒng)中的一種實(shí)現(xiàn)定時(shí)恢復(fù)技術(shù)的數(shù)字通信收發(fā)機(jī)，包括用于發(fā)送被編碼為通信信道上的多個(gè)符號(hào)中的一個(gè)的數(shù)字信息的發(fā)射機(jī)以及接收機(jī)。接收機(jī)包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于以可控的、預(yù)定的定時(shí)時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)抽樣。一個(gè)檢測(cè)器，用于將每個(gè)信號(hào)抽樣與一個(gè)門限相比較并基于該比較產(chǎn)生一個(gè)相應(yīng)的符號(hào)。定時(shí)恢復(fù)控制器計(jì)算該誤差和從接收信號(hào)得到的信號(hào)之間的相關(guān)，在最佳或接近最佳的定時(shí)時(shí)刻提供單一的過零點(diǎn)。在一個(gè)實(shí)施例中，接收機(jī)時(shí)鐘信號(hào)的相位被調(diào)整為使前沿誤差值的平方和實(shí)際上最小化。
接收機(jī)包括一個(gè)符號(hào)檢測(cè)器，在預(yù)定定時(shí)時(shí)刻檢測(cè)接收信號(hào)值。計(jì)算輸入到檢測(cè)器的接收信號(hào)與檢測(cè)器輸出的檢測(cè)值之間的誤差。然后定時(shí)恢復(fù)控制器將該誤差與接收信號(hào)的一些組合進(jìn)行相關(guān)，藉此產(chǎn)生近似于前沿值平方和的信號(hào)。
通過提供產(chǎn)生單值過零點(diǎn)的定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)，本發(fā)明產(chǎn)生很容易被檢測(cè)的參考點(diǎn)。定時(shí)恢復(fù)時(shí)鐘的超前、滯后、或維持都基于相關(guān)結(jié)果的符號(hào)，例如正相關(guān)指示滯后時(shí)鐘，負(fù)相關(guān)指示超前時(shí)鐘，而相關(guān)幅度值(正或負(fù))低于一個(gè)門限值指示維持當(dāng)前時(shí)鐘相位。該參考點(diǎn)給出了對(duì)脈沖抽樣的最佳或近似最佳的抽樣時(shí)刻。
通過參照對(duì)本發(fā)明的如下詳細(xì)描述以及所附的圖將會(huì)得到對(duì)本發(fā)明特性和優(yōu)點(diǎn)的更好了解，在附圖中給出了利用本發(fā)明原則的示意性實(shí)施例。
附圖的簡要描述

圖1是本發(fā)明可以應(yīng)用的數(shù)字ISDN通信系統(tǒng)的一個(gè)例子的功能框圖；圖2是ISDN中可以使用的U-類收發(fā)機(jī)的功能框圖；圖3是發(fā)射機(jī)最初產(chǎn)生的典型符號(hào)脈沖的圖；圖4是經(jīng)過變壓器和接收濾波之后的典型接收脈沖的圖；圖5是經(jīng)過接收機(jī)中的前饋前沿濾波器濾波之后的典型接收脈沖的圖；圖6是理論計(jì)算的自相關(guān)函數(shù)εk(實(shí)線)及其導(dǎo)數(shù)(虛線)的圖；圖7是圖2中的U-類收發(fā)機(jī)的另一個(gè)框圖，附加了根據(jù)本發(fā)明的定時(shí)恢復(fù)技術(shù)的示范實(shí)施例中使用信號(hào)的詳細(xì)說明；圖8是說明根據(jù)本發(fā)明的定時(shí)函數(shù)的一個(gè)例子的比較圖；圖9是更詳細(xì)地說明圖7中所示的定時(shí)恢復(fù)單元的框圖；以及圖10-13是表示示例的信號(hào)成形技術(shù)的圖，提供本發(fā)明的各種示范實(shí)施例中使用的各種合適的相關(guān)信號(hào)。
附圖的詳細(xì)描述在如下描述中，為了解釋而非限制的目的，提出了特定的細(xì)節(jié)，例如特定的接口、電路、技術(shù)等，以便對(duì)本發(fā)明提供全面的了解。但是，對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員顯然的是本發(fā)明可以在背離這些特定細(xì)節(jié)的其它實(shí)施例中實(shí)現(xiàn)。另一方面，熟知方法、器件、以及電路的詳細(xì)描述為了不以這些不必要的細(xì)節(jié)混淆本發(fā)明的描述而被略去。
圖1表示了本發(fā)明可以在其中應(yīng)用的一種數(shù)字通信環(huán)境，即綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)(ISDN)10的總體框圖。例如，建筑物12可以包括通過局域網(wǎng)鏈接到U-收發(fā)機(jī)20(通過未表示的S-收發(fā)機(jī))的電話用戶(16和18)以及數(shù)字用戶(個(gè)人計(jì)算機(jī)14)。U-收發(fā)機(jī)20通過2-線“用戶環(huán)路”傳輸線22連接到提供數(shù)字交換和其它報(bào)文/呼叫處理業(yè)務(wù)的電話交換與業(yè)務(wù)網(wǎng)24中的另一個(gè)U-收發(fā)機(jī)26。U-收發(fā)機(jī)20和26的一個(gè)重要功能是從以波特率抽樣的輸入數(shù)字信號(hào)中精確而穩(wěn)定地恢復(fù)定時(shí)信息，在兩個(gè)收發(fā)機(jī)之間實(shí)現(xiàn)符號(hào)同步。
僅為說明和描述的目的，下面對(duì)本發(fā)明的描述都是在這種使用U-收發(fā)機(jī)和2B1Q線路碼的ISDN網(wǎng)絡(luò)的環(huán)境中進(jìn)行的。在ISDN中，使用2-二進(jìn)制、1-四相(2B1Q)線路碼，它采用四種電平的脈沖幅度調(diào)制(PAM)的非冗余碼。要發(fā)送信息的每對(duì)二進(jìn)制比特被轉(zhuǎn)換成四相符號(hào)(+3、-1、+1和+3)。例如，“00”被編碼為-3，“01”被編碼為-1，“10”被編碼為+3，“11”被編碼為+1。但是，正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的，本發(fā)明可以應(yīng)用于其它類型的數(shù)字通信網(wǎng)絡(luò)以及其它類型的線路碼/符號(hào)。
現(xiàn)在參考圖2，該圖說明了包括一個(gè)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的U-接口收發(fā)機(jī)30。同樣，盡管本發(fā)明結(jié)合U-接口收發(fā)機(jī)描述，以便結(jié)合ISDN數(shù)字通信網(wǎng)絡(luò)而使用，但是，本發(fā)明當(dāng)然可以應(yīng)用于其它高速數(shù)據(jù)環(huán)境，例如高比特率數(shù)字用戶線路(HDSL)等。要傳輸?shù)亩M(jìn)制數(shù)據(jù)被加到擾碼器31中，將該數(shù)據(jù)編碼為偽隨機(jī)比特流，由成幀器32按照ISDN規(guī)范T1D1格式化為240比特或120(2B1Q)個(gè)符號(hào)的幀。成幀器插入9個(gè)符號(hào)的信令字用于在每個(gè)數(shù)據(jù)幀中的幀同步，剩下的111個(gè)符號(hào)留給加擾的數(shù)據(jù)。
成幀而且加擾的二進(jìn)制信號(hào)提供給2B1Q編碼器，在那里通過串并轉(zhuǎn)換器將它們轉(zhuǎn)換成并行格式，產(chǎn)生00、01、10和11這樣的組合數(shù)字。編碼器中的數(shù)字-到-符號(hào)映射產(chǎn)生四個(gè)相應(yīng)的符號(hào)電平-1、+1、-3和+3。數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)38將編碼的信號(hào)轉(zhuǎn)換成適于提供給混合電路44的電平，該混合電路連接到用戶環(huán)路45。發(fā)送濾波器40從數(shù)模轉(zhuǎn)換器38輸出的數(shù)字脈沖中去掉高頻，以減輕在用戶環(huán)路45上傳輸時(shí)可能會(huì)出現(xiàn)的串話和電磁干擾。
來自數(shù)字環(huán)路45的輸入信號(hào)在混合電路44中進(jìn)行變換，并由接收機(jī)處理，接收機(jī)在一般水平上將它的接收機(jī)時(shí)鐘與發(fā)射機(jī)時(shí)鐘(未表示)同步，這樣所接收的信號(hào)可以按符號(hào)/波特傳輸率(即符號(hào)在環(huán)路遠(yuǎn)端發(fā)射時(shí)的速率)抽樣。更特別的是，該接收機(jī)包括一個(gè)可去掉高頻的防混疊濾波器46。使用模數(shù)變換器(ADC)48將濾波的信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字格式。使用來自定時(shí)恢復(fù)電路70的控制信號(hào)來調(diào)整依賴于接收機(jī)時(shí)鐘的模數(shù)轉(zhuǎn)換器48的抽樣速率。例如，AD轉(zhuǎn)換器48可以按80kHz的抽樣速率進(jìn)行抽樣，雖然它有內(nèi)置的較高頻率的時(shí)鐘，允許以較小的間隔、例如15.36MHz的周期進(jìn)行相位調(diào)整。來自定時(shí)恢復(fù)電路70的控制信號(hào)通過將時(shí)鐘信號(hào)向前或向后階躍，調(diào)整波特率恢復(fù)時(shí)鐘的相位。
數(shù)字化的抽樣由接收機(jī)濾波器50濾波，其輸出提供給相加模塊52。接收機(jī)濾波器50通過抑制接收信號(hào)的“尾”來提高接收信號(hào)的信噪比。相加器52的另一個(gè)輸入是回波抵消器36的輸出。如上所述，發(fā)往用戶環(huán)路45的脈沖由于阻抗不匹配，在混合電路44的接收機(jī)一側(cè)上產(chǎn)生回波。不幸的是，很難將這些發(fā)送脈沖的回波從正接收的來自用戶環(huán)路45的脈沖中分離出來(例如，使用一個(gè)濾波器)。因此，回波抵消器36產(chǎn)生發(fā)送脈沖波形的復(fù)制并在相加器52中將它從接收脈沖中減去?；夭ǖ窒骰诮邮辗?hào)和相加器66輸出的檢測(cè)符號(hào)之間的誤差信號(hào)ε來調(diào)整。這樣一種自適應(yīng)回波抵消器一般都用橫向的、有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器來實(shí)現(xiàn)，其沖擊響應(yīng)適配于回波通道的脈沖響應(yīng)。誤差ε用于調(diào)整濾波器系數(shù)，以便將濾波器的響應(yīng)“收斂”于通信信道的沖擊響應(yīng)模型。
回波抵消的信號(hào)由自適應(yīng)增益控制器54處理，將其幅度調(diào)整到2B1Q線路碼中的符號(hào)所規(guī)定的電平。一般來說，加到輸入信號(hào)的增益通過將輸入信號(hào)與固定幅度的門限相比較、并增加或降低該增益以便實(shí)現(xiàn)為符號(hào)-3、-1、+1和+3所標(biāo)準(zhǔn)化的幅度，從而進(jìn)行該增益的適配。自適應(yīng)增益控制器的輸出提供給前饋濾波器56，它在物理方面增強(qiáng)接收信號(hào)中脈沖的高頻，轉(zhuǎn)化成數(shù)字脈沖上升沿的陡度或斜率的增加。在功能方面，已知的數(shù)字通信系統(tǒng)將這個(gè)前饋濾波器56作為前沿濾波器，因?yàn)樗哪康氖且种平邮彰}沖中的前沿部分。
在這方面，可參考圖3-5中所示的脈沖波形。圖3表示一種典型的、隔離的、發(fā)送脈沖在它通過傳輸通道失真之前的波形。圖4說明一種典型的、隔離的、接收脈沖在接收濾波器50中濾波和在相加器52中回波抵消之后的波形。該脈沖幅度相比圖3中的發(fā)送脈沖有很大程度的衰減而且整個(gè)脈沖寬度大大增加了。圖5表示前饋濾波器56濾波之后的脈沖，增加了接收脈沖上升沿的陡度/斜率。
在圖4中，脈沖的開始部分在它開始上升之前是平坦的，幅度為零。對(duì)該脈沖幅度抽樣以及處于或接近其峰值處測(cè)量其值的最佳時(shí)間是該脈沖開始從零幅度很陡地上升到峰值幅度之后的一個(gè)符號(hào)周期“T”，這樣可以避免前沿干擾。由于圖4中所示的開始的平坦部分，實(shí)際上很難及時(shí)地檢測(cè)脈沖開始很陡地上升的開始點(diǎn)，因此很難檢測(cè)一個(gè)符號(hào)周期應(yīng)該開始測(cè)量的點(diǎn)。此外，對(duì)于具有很慢上升率的脈沖，如在長傳輸環(huán)路的情況下，如上所定義的抽樣時(shí)刻的脈沖幅度將比峰值幅度小得多，導(dǎo)致產(chǎn)生其它噪聲源帶來的SNR的惡化。
前饋/前沿濾波器在這方面的一個(gè)有利的副產(chǎn)品是它引入了前沿過零點(diǎn)。在圖5所示的示例波形中，該脈沖在前沿濾波之后有兩個(gè)容易檢測(cè)的過零點(diǎn)，大約相距抽樣間隔T。特別是過零點(diǎn)82定義了隨后的抽樣位置84(主沿(main cursor)抽樣位置)在過零點(diǎn)82之后一個(gè)抽樣周期T處。正如所看到的，主沿抽樣位置出現(xiàn)在脈沖波形86的峰值之前一點(diǎn)。但是，主沿抽樣相當(dāng)接近脈沖峰值，足夠提供精確的脈沖幅度抽樣。
為了本描述的目的，術(shù)語“主沿”是指抽樣位置84處的脈沖高度或幅度?！扒把亍笔侵钢餮爻闃游恢?4前面的抽樣位置處的脈沖高度。因此，第二前沿對(duì)應(yīng)于主沿抽樣位置84前的第二抽樣位置80處的脈沖高度。第一前沿對(duì)應(yīng)于緊靠主沿抽樣位置84前面的第一抽樣位置82處的脈沖高度。
理想地，前沿過零點(diǎn)80和82之間的距離以及第一前沿過零點(diǎn)82與主沿抽樣位置84之間的距離應(yīng)該相隔一個(gè)抽樣間隔T，例如在以波特率抽樣時(shí)，該抽樣間隔T對(duì)應(yīng)于符號(hào)傳輸周期。實(shí)現(xiàn)(甚至是近似地)這樣的沿間隔(cursor spacing)，可以在前面和后繼的脈沖所引起的前沿符號(hào)間干擾(ISI)接近零的點(diǎn)進(jìn)行抽樣。
為了去掉這種前沿ISI的影響，抽樣時(shí)刻必須對(duì)準(zhǔn)前沿的過零點(diǎn)(每個(gè)抽樣間隔由與時(shí)間軸相交的星號(hào)表示)。但是，實(shí)際上，使用單個(gè)前饋/前沿濾波器很難針對(duì)網(wǎng)絡(luò)上的所有傳輸通道得到這種間隔。因此，不可能完全去掉前沿ISI。但是，當(dāng)至少接近這個(gè)條件時(shí)，就可實(shí)現(xiàn)滿意的結(jié)果。正如下面進(jìn)一步描述的，根據(jù)本發(fā)明的定時(shí)恢復(fù)算法使用這種殘留前沿ISI來調(diào)整接收機(jī)抽樣時(shí)鐘相位，在殘留前沿ISI所引起的均方誤差或近似均方誤差最小的點(diǎn)對(duì)主沿抽樣。該點(diǎn)對(duì)應(yīng)于處于或者最接近脈沖峰值的最佳或近似最佳的抽樣時(shí)刻。當(dāng)本發(fā)明以術(shù)語——?dú)埩羟把豂SI所引起的均方誤差——來描述時(shí)，本發(fā)明不僅限于殘留前沿ISI。其它接收信號(hào)或部分接收信號(hào)，例如，后沿(postcursor)ISI，都可用于計(jì)算定時(shí)函數(shù)。
再參考圖2，來自判決反饋均衡器(DFE)68的糾正信號(hào)在相加器58處從濾波的抽樣中減去，以在符號(hào)檢測(cè)器60中提供脈沖的均衡版本。由于用戶環(huán)路的信道特性以及信號(hào)處理的影響，單個(gè)符號(hào)脈沖的“尾”在主沿被抽樣之后持續(xù)很多個(gè)符號(hào)抽樣周期，并因此干擾后面的符號(hào)。這種由符號(hào)脈沖的拖尾引起的符號(hào)間干擾通過判決反饋均衡器68去掉。判決反饋均衡器以數(shù)字橫向?yàn)V波器的形式實(shí)現(xiàn)，并用與回波抵消器36很相同的方式調(diào)整。
檢測(cè)器60將接收信號(hào)的糾正脈沖轉(zhuǎn)換成符號(hào)邏輯電平。然后定時(shí)恢復(fù)電路70必須選擇正確的抽樣相位，以便檢測(cè)脈沖值。正如上面所提到的，合適的抽樣時(shí)刻由定時(shí)恢復(fù)電路70確定為前沿干擾引起的均方誤差達(dá)到最小值的時(shí)刻，這對(duì)應(yīng)于最低的錯(cuò)誤概率。此后，定時(shí)恢復(fù)單元70跟蹤接收信號(hào)相位中的變化以保證與發(fā)送信號(hào)的同步。
為此，在相加器66中基于檢測(cè)器輸入Di和檢測(cè)器輸出Do如下地產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)εεk＝D(K)i-D(k)o(1)用簡化的數(shù)學(xué)表達(dá)式，檢測(cè)器輸入Di可以用下式近似D(K)i＝h0ak+h-1ak+1+h-2ak+2(2)這里k是當(dāng)前抽樣時(shí)刻，a是符號(hào)幅度值(對(duì)于2B1Q碼對(duì)應(yīng)于±1和±3)，h0是主沿幅度，h-1是第一前沿幅度，而h-2是第二前沿幅度，都是在時(shí)間k處測(cè)量的。檢測(cè)器的輸出當(dāng)然是±1和±3符號(hào)中所選的一個(gè)。第一項(xiàng)h0*ak對(duì)應(yīng)于被檢測(cè)的信號(hào)主沿，因此實(shí)際上就是Do。后兩項(xiàng)對(duì)應(yīng)于由帶將來的兩個(gè)符號(hào)ak+1和ak+2的第一和第二前沿引起的ISI重疊而產(chǎn)生的誤差。換句話說，第一和第二前沿項(xiàng)之和代表了前沿過零點(diǎn)沒有對(duì)應(yīng)抽樣時(shí)間的程度(至少在我們的例子中所用的是第一和第二前沿)。當(dāng)然，兩個(gè)前沿只是作為例子，本發(fā)明可以使用任意數(shù)目的前沿項(xiàng)來實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的發(fā)明者因此認(rèn)識(shí)到，上式(1)中的誤差項(xiàng)提供了可以很好地加以利用的、以便將抽樣時(shí)間調(diào)整到最佳或接近最佳值的信息。如果前沿ISI產(chǎn)生的誤差被推到零，h-1和h-2在過零點(diǎn)抽樣，如上所述，這就為在第一前沿過零點(diǎn)之后一個(gè)周期T處在脈沖峰值或最接近脈沖峰值的幅度處抽樣主沿值h0而建立了一個(gè)從第一前沿過零點(diǎn)開始的合適參考。如果第一和第二前沿值h-1和h-2不是零或不接近零，那么前沿就不是在過零點(diǎn)或接近過零點(diǎn)處抽樣，定時(shí)相位就需要調(diào)整，以便將誤差向零推近。如果第一和第二前沿值h-1和h-2不能同時(shí)為零(因?yàn)樗鼈儾皇蔷_地相隔一個(gè)抽樣間隔T)，那么抽樣時(shí)刻應(yīng)該調(diào)整到使誤差盡可能地接近零。
本發(fā)明的定時(shí)恢復(fù)函數(shù)不同于傳統(tǒng)的定時(shí)估計(jì)函數(shù)(例如上述Mueller等人的文章中所建議的那些)。那些定時(shí)函數(shù)一般都依賴于前沿和主沿而且不使用上述的誤差信號(hào)。特別是，基于Mueller等人的定時(shí)估計(jì)技術(shù)中沒有使用相關(guān)特性提取定時(shí)恢復(fù)信息。
基于了解到前沿值(即，h-1和h-2等)受抽樣相位選擇的影響很大(即，當(dāng)抽樣時(shí)刻出現(xiàn)在過零點(diǎn)或接近過零點(diǎn)時(shí)，前沿具有零或相近的值)，將誤差項(xiàng)εk與一些“另外的”選擇信號(hào)(為了表示接收信號(hào)方便起見，標(biāo)為fk)進(jìn)行相關(guān)，以產(chǎn)生均方或近似均方誤差值。為什么使用均方誤差而不只是誤差εk的原因是因?yàn)閺膱D2中的框圖中回想，所發(fā)送的符號(hào)是被加擾的，這就意味著在上面的式(1)中，符號(hào)變量ak+1和ak+2是不相關(guān)的。正因?yàn)槿绱耍`差εk沒有提供有用的信息。但是，在理論上有用的定時(shí)信息至少可以從誤差的平方中得到，將結(jié)合圖6對(duì)此做出解釋。圖6用實(shí)線表示均方誤差(即，εk的自相關(guān))。注意到水平軸上所畫的實(shí)線代表距最大值或峰值脈沖的距離，垂直軸上表示相對(duì)幅度。均方誤差得到了接近最大或峰值脈沖的最小值，因此它可用于檢測(cè)接收脈沖的最佳或近最佳抽樣時(shí)刻。
不幸的是，均方誤差項(xiàng)保持同樣的符號(hào)(即，它不會(huì)過零)，不管信號(hào)是在最佳抽樣時(shí)刻之前還是之后抽樣。換句話說，沒有從正到負(fù)或從負(fù)到正的過零點(diǎn)，就很難確定是超前還是滯后接收機(jī)抽樣時(shí)鐘相位。所需要的是在圖6所示的距離“0”處或附近有一個(gè)清晰的、容易檢測(cè)的過零點(diǎn)。
如果計(jì)算均方誤差項(xiàng)的導(dǎo)數(shù)(見圖6中的虛線)，就可以使用接近距離“0”的過零點(diǎn)，但是均方誤差函數(shù)的導(dǎo)數(shù)產(chǎn)生了多個(gè)過零點(diǎn)，除了一個(gè)以外都是“假”過零點(diǎn)。因此，在某些情況下，定時(shí)恢復(fù)算法可能“鎖定”在假抽樣時(shí)刻上并且可能使判決反饋均衡器不能收斂。
因此本發(fā)明不僅將誤差εk與其本身相關(guān)，也與另一個(gè)從接收信號(hào)導(dǎo)出或得到的信號(hào)相關(guān)，該接收的信號(hào)包括誤差項(xiàng)加上有關(guān)信號(hào)的附加信息，產(chǎn)生附加的互相關(guān)成分。附加的互相關(guān)成分可以用于從相關(guān)結(jié)果中去除假過零點(diǎn)。為了本發(fā)明的目的，“另一個(gè)信號(hào)”定義為與誤差εk相關(guān)時(shí)在最佳或接近最佳抽樣時(shí)刻產(chǎn)生單值過零點(diǎn)的信號(hào)，例如一個(gè)單一的過零點(diǎn)。這個(gè)另一個(gè)信號(hào)可以從包括未抵消的前沿的信號(hào)或從一些其它合適信號(hào)中得到。為了描述簡單而且不是限制性的，下面的另一個(gè)信號(hào)的例子是從前饋前沿濾波器中得到的，因此它是基于未抵消的前沿。
描述發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例，這里相關(guān)中所用的另一個(gè)信號(hào)被標(biāo)為fkfk＝Uk+Uk-1(3)這里Uk從前饋濾波器56中在圖7所示點(diǎn)得到，Uk-1是Uk的延遲版本，如圖8所示。定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)如下定義Δθ＝E(fk*εk)(4)這里Δθ是定時(shí)調(diào)整量。圖9用實(shí)線畫出了這個(gè)相關(guān)函數(shù)，使用類似于圖6所用的軸。最好是實(shí)線在接近信號(hào)最大值的距離“0”處只有一個(gè)過零點(diǎn)。換句話說，沒有假過零點(diǎn)。因此，應(yīng)該認(rèn)真選擇另一個(gè)相關(guān)信號(hào)fk并進(jìn)行測(cè)試，以保證定時(shí)相關(guān)函數(shù)產(chǎn)生單一過零點(diǎn)。
因此，本發(fā)明產(chǎn)生了一個(gè)定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)，使得當(dāng)誤差減小到0時(shí)，抽樣周期處于最佳或接近最佳點(diǎn)。最佳或近最佳定時(shí)相位是使例如來源于未抵消的前沿符號(hào)間干擾的均方誤差最小的那個(gè)，它在當(dāng)該誤差和另一個(gè)信號(hào)fk之間的相關(guān)為零或處于下面進(jìn)一步解釋的“死區(qū)”內(nèi)時(shí)可以近似地實(shí)現(xiàn)。相關(guān)函數(shù)過零點(diǎn)確定了所需抽樣定時(shí)時(shí)刻的穩(wěn)定狀態(tài)位置。
在實(shí)現(xiàn)定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)的這個(gè)第一示范實(shí)施例中，定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)Δθ＝E(fk*εk)針對(duì)當(dāng)前接收的脈沖進(jìn)行計(jì)算并給接收機(jī)抽樣時(shí)鐘提供定時(shí)相位調(diào)整信號(hào)。最佳地(盡管不是必須地)，只有相關(guān)定時(shí)相位調(diào)整值Δθ的符號(hào)或方向用于糾正定時(shí)相位。例如，如果Δθ值是負(fù)的，時(shí)鐘就“落后”，定時(shí)恢復(fù)電路70產(chǎn)生一個(gè)“超前”信號(hào)，以便使提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器48和回波抵消器36的抽樣時(shí)鐘相位超前一個(gè)增量時(shí)間值。如果該值是正的，那么時(shí)鐘就“領(lǐng)先”，定時(shí)恢復(fù)電路70輸出一個(gè)“滯后”信號(hào)，將時(shí)鐘延遲一個(gè)增量時(shí)間值。如果計(jì)算出的定時(shí)相位調(diào)整值為零或小于死區(qū)門限，就從定時(shí)恢復(fù)電路70輸出一個(gè)“保持”信號(hào)，意味著時(shí)鐘此時(shí)不需調(diào)整。
由于用戶環(huán)路上的傳輸信道特性常常會(huì)很慢地改變，需要只以很小的階梯(上述的增量)調(diào)整接收機(jī)抽樣時(shí)鐘，而且只在一個(gè)特定方向上持續(xù)很多抽樣(即一個(gè)積分時(shí)間周期)檢測(cè)到相位相關(guān)之后才調(diào)整。例如，一個(gè)2000個(gè)抽樣時(shí)間周期是合適的。
用于定時(shí)恢復(fù)的相關(guān)函數(shù)，使由公式Δθ＝E(fk*εk)得到的均方誤差最小化，這具有很大好處。首先，互相關(guān)函數(shù)顯示只有一個(gè)過零點(diǎn)，藉此避免鎖定在一個(gè)不是最佳或近最佳抽樣時(shí)刻的抽樣時(shí)刻上的可能，或避免使系統(tǒng)鎖定在非受控的振蕩狀態(tài)的可能。第二個(gè)好處是，由于有單一過零點(diǎn)，定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)無條件地收斂到最佳或近最佳的抽樣時(shí)刻，不管最初的抽樣點(diǎn)如何。
現(xiàn)在將參考圖7、8和10進(jìn)一步描述本發(fā)明，其中類似的參考號(hào)指的是圖2中類似的單元。自適應(yīng)增益控制單元54的輸出，包括多個(gè)重疊的符號(hào)，該輸出在前饋濾波器56中處理。濾波器56中使用的延遲單元Z-1在當(dāng)前抽樣時(shí)刻k提供信號(hào)Sk、Sk+1、Sk+2。信號(hào)Sk+2乘上前沿系數(shù)或“抽頭”pc2，信號(hào)Sk+1乘上前沿系數(shù)或“抽頭”pc1。盡管為了解釋的目的，所示的以及下面描述的都是兩抽頭、前饋濾波器(對(duì)應(yīng)于抽頭pc1和pc2)，本領(lǐng)域的技術(shù)人員會(huì)認(rèn)識(shí)到，如果需要的話，也可使用一個(gè)抽頭濾波器或兩個(gè)以上抽頭濾波器。
將兩個(gè)加權(quán)信號(hào)求和以提供信號(hào)Uk，然后與信號(hào)Sk求和，產(chǎn)生濾波的信號(hào)Xk，該信號(hào)看起來象圖5所示的典型的接收及濾波的信號(hào)。檢測(cè)器60的輸出k饋入判決反饋均衡器68中，提供符號(hào)間干擾的估計(jì)。符號(hào)間干擾在圖7所示的相加器58中去掉，使當(dāng)前符號(hào)脈沖可以精確地由檢測(cè)器60檢測(cè)到。檢測(cè)器的輸出k也在相加器66中從檢測(cè)器的輸入中減去，以提供誤差信號(hào)εk去更新均衡器68的系數(shù)并提供給定時(shí)恢復(fù)模塊70。正如后面所描述的圖11中所示，將濾波器信號(hào)Uk提供給信號(hào)成形器90，以便根據(jù)上面提出的公式(3)提供另一個(gè)信號(hào)fk，即fk＝Uk+Uk-1。然后將被相關(guān)的信號(hào)fk提供給定時(shí)恢復(fù)模塊70，后者在誤差信號(hào)εk和另一個(gè)被相關(guān)的信號(hào)fk之間進(jìn)行互相關(guān)。所產(chǎn)生的函數(shù)的輸入信號(hào)如下定義Uk＝Sk+1PC1+Sk+2PC2(5)由于前饋濾波器的輸出Xk等于Sk+Uk，可以很容易地看到信號(hào)Uk與符號(hào)Xk的第一和第二前沿非常有關(guān)聯(lián)。因此，當(dāng)fk與εk相關(guān)時(shí)，只有兩個(gè)信號(hào)的前沿部分在穩(wěn)定狀態(tài)中相關(guān)，即，近似地相符合。
圖9以框圖的形式表示定時(shí)恢復(fù)電路70的主要部分。來自前饋濾波器56的信號(hào)Uk由信號(hào)成形器90處理，實(shí)際上是提供信號(hào)的成形功能，即將Uk與其延遲版本Uk-1相加。圖11表示一個(gè)可選的符號(hào)模塊102，用于簡化相關(guān)計(jì)算。一個(gè)或兩個(gè)相關(guān)信號(hào)可以用它的符號(hào)值來近似，即+1或-1，使用較簡單的符號(hào)組合可以避免數(shù)據(jù)處理開銷較高的乘法。換句話說，關(guān)于這方面不管相關(guān)結(jié)果是(0.2)(-0.7)＝-0.14或(0.2)(-1.0)＝-0.2或甚至是(1.0)(-1.0)＝-1.0，只基于符號(hào)就可以做出超前或滯后抽樣時(shí)刻的正確判決(平均)。當(dāng)至少定時(shí)恢復(fù)電路70的優(yōu)選實(shí)現(xiàn)方案是由可編程的數(shù)字處理器來執(zhí)行時(shí)，這個(gè)方法就特別有用。然后將信號(hào)fk和εk提供給相關(guān)器91，它們?cè)诖嗽诔朔ㄆ?2中相乘，然后在環(huán)路濾波器94中濾波。環(huán)路濾波器94例如在2000個(gè)抽樣的范圍內(nèi)對(duì)相關(guān)結(jié)果進(jìn)行平均(積分并轉(zhuǎn)儲(chǔ))，該平均值用于調(diào)整定時(shí)。
例如，抽樣相位應(yīng)該每2000個(gè)抽樣根據(jù)新值Δθk調(diào)整一次。環(huán)路濾波器的輸出提供給相位量化器96，后者分析環(huán)路濾波器的輸出，做出關(guān)于是否“超前”、“滯后”或“保持”定時(shí)恢復(fù)波特率時(shí)鐘的判決。相位量化器96可以對(duì)應(yīng)于多電平的限幅器，后者具有一個(gè)正門限和一個(gè)負(fù)門限，它們之間的區(qū)域被稱為保持區(qū)或死區(qū)。根據(jù)它所接收信號(hào)的極性，量化器96輸出一個(gè)超前或滯后信號(hào)，移動(dòng)所恢復(fù)的波特率時(shí)鐘相位，因此將抽樣時(shí)刻調(diào)整到最佳值。如上所述，一般可以使用上/下計(jì)數(shù)器形式的數(shù)字壓控振蕩器(VCO)。
現(xiàn)在參考圖10-13，說明了被相關(guān)的信號(hào)的例子。正如已經(jīng)描述的，用于定時(shí)恢復(fù)的相關(guān)函數(shù)最小化(或至少接近最小化)遵循公式Δθ＝E(fk*εk)的均方誤差。問題是如何保證這樣的一個(gè)相關(guān)函數(shù)只有一個(gè)過零點(diǎn)。正如上面結(jié)合圖6的情況已經(jīng)描述的，誤差的自相關(guān)，即εk2及其導(dǎo)數(shù)是不能算滿意的。本發(fā)明的發(fā)明者所采用的技巧是，根據(jù)任何線性系統(tǒng)中使用的疊加原則，選擇特定信號(hào)組合以形成最佳或近最佳的相關(guān)函數(shù)。下面進(jìn)一步描述的定時(shí)函數(shù)，例如圖9中所說明的那個(gè)，可以看作是相關(guān)函數(shù)的線性組合。
一般來說，一旦采用了要進(jìn)行相關(guān)的信號(hào)的特定組合，就可以執(zhí)行計(jì)算相關(guān)函數(shù)的程序(例如使用MATLAB這樣的商用軟件來進(jìn)行開發(fā))，檢查是否得到了單一過零點(diǎn)。換句話說，要針對(duì)不同的信號(hào)組合(以某種方式包括誤差信號(hào)εk在內(nèi))，計(jì)算每個(gè)可能的相關(guān)函數(shù)，確定它是否滿足使均方誤差近似最小化并且只提供一個(gè)過零點(diǎn)的目的。例如，MATLAB程序用于產(chǎn)生圖6和8中的圖，其中圖8表示只有一個(gè)過零點(diǎn)的一個(gè)合適的相關(guān)函數(shù)。盡管特定的合適的相關(guān)信號(hào)不能預(yù)先知道，但是本發(fā)明的發(fā)明人已經(jīng)確定被檢測(cè)的誤差信號(hào)εk包括有關(guān)前沿噪聲的信息。相關(guān)函數(shù)用于提取這種信息，然后將其用于定時(shí)恢復(fù)。
參見圖10，前面結(jié)合圖7提到過它，誤差信號(hào)εk與從前饋濾波器56得到的信號(hào)Uk產(chǎn)生的另一個(gè)相關(guān)信號(hào)fk進(jìn)行相關(guān)。前饋濾波器信號(hào)Uk輸入到信號(hào)成形器90，在此與其本身延遲的版本Uk-1相加。因此，所得到的相關(guān)函數(shù)是E((Uk+Uk-1)εk)。如上所述，在一些數(shù)字處理操作中，可以通過簡單地采用加法器輸出的符號(hào)(+或-)作為相關(guān)信號(hào)fk，實(shí)現(xiàn)相關(guān)函數(shù)而無需乘法器。
數(shù)學(xué)上等效的信號(hào)組合在圖11中表示，當(dāng)相關(guān)滿足上述目標(biāo)時(shí)，該組合是延遲的信號(hào)Uk(即Uk-1)與誤差εk及其延遲版本εk-1之和的組合，它產(chǎn)生相關(guān)函數(shù)fk。因此得到的相關(guān)函數(shù)是Δθ＝E((εk+εk-1)Uk-1)。對(duì)于圖10，可以使用fk和Uk-1中一個(gè)或兩個(gè)的符號(hào)來簡化數(shù)據(jù)處理。
圖12表示第三個(gè)示例的相關(guān)函數(shù)，其中來自前饋濾波器56的延遲的未濾波信號(hào)Sk+1被輸入到信號(hào)成形器90。所產(chǎn)生的輸出信號(hào)fk與誤差信號(hào)εk相關(guān)?；蛘?，由于信號(hào)Sk和Sk+1都容易得到，例如它們可以在加法器中組合以產(chǎn)生信號(hào)fk，用以與εk相關(guān)。因此得到的相關(guān)函數(shù)是Δθ＝E((Sk+Sk+1)εk)。另外，fk的符號(hào)(+或-)可以簡單地與誤差εk相關(guān)，或者與誤差的符號(hào)相關(guān)，以簡化數(shù)據(jù)處理操作。
圖13中所示的另一種信號(hào)組合是，當(dāng)相關(guān)滿足上述目標(biāo)時(shí)，未濾波的信號(hào)Sk與誤差εk及其延遲版本之和的組合，它產(chǎn)生相關(guān)函數(shù)fk。然后將要相關(guān)的信號(hào)fk與來自前饋濾波器56的信號(hào)Sk組合。因此得到的相關(guān)函數(shù)是Δθ＝E((εk+εk-1)Sk)。對(duì)于圖10，fk和Sk的相關(guān)，可以使用fk和Sk中一個(gè)或兩個(gè)的符號(hào)而得到足夠的近似，從而簡化數(shù)據(jù)處理操作。
這四個(gè)示例的定時(shí)相關(guān)函數(shù)中的每一個(gè)滿足上述目標(biāo)，使得當(dāng)均方誤差最小時(shí)，只得到單一的過零點(diǎn)，這可以通過使用MATLAB程序進(jìn)行檢查來確認(rèn)。當(dāng)然，這三個(gè)定時(shí)恢復(fù)函數(shù)是簡單的例子，本發(fā)明并不限制于此。其它滿足上面表示的目標(biāo)的各種信號(hào)組合也是合適的相關(guān)函數(shù)，可以根據(jù)本發(fā)明實(shí)現(xiàn)定時(shí)恢復(fù)。
本發(fā)明的一個(gè)更嚴(yán)格的數(shù)學(xué)表示如下。為了滿足上述明確闡明的要求，信號(hào)Uk-1和Uk之和與誤差εk相關(guān)。fk=Uk+Uk-1=Σi=-∞∞ak-i(hu,i+hu,i-1)+ηu,k---(6)]]>這里hu，i表示信道的部分沖擊響應(yīng)函數(shù)，Uk-1簡單地為Uk的延遲版本，而且數(shù)據(jù)符號(hào){ak}被認(rèn)為是一個(gè)不相關(guān)的序列。誤差εk可以數(shù)學(xué)上表示為∈k=Σ-∞i=-1hiak-i+h0ak-d0a‾k+Σi=1∞hiak-i-Σi=1Ndia‾k-i+ηk]]>=Σ-∞i=-1hiak-i+Σi=0N(hiak-i-dia‾k-i)+Σi=N+1∞hiak-i+ηk]]>=Σ-∞i=-1hiak-i+Σi=0Nhi(ak-i-a‾k-i)+Σi=0NΔhia‾k-i+Σi=N+1∞hiak-i+ηk---(7)]]>這里N是均衡器68的抽頭數(shù)，i和k1是時(shí)間下標(biāo)，di是均衡器68的估計(jì)系數(shù)，而ηk是時(shí)刻k的噪聲值。
在時(shí)間均衡器68中的相關(guān)計(jì)算以如下表達(dá)式收斂其結(jié)果，以糾正定時(shí)相位Δθk=rk,t+rk,g+rk,d+rk,e+rk,u+rk,η---(8)]]>這里rk,t=E(Σ-∞i=-1hifiak-i2)---(9)]]>rk,g=E(Σi=0Nhifi(ak-i-a‾k-i)ak-1)---(10)]]>rk，d＝E(Δhofoakak) (11)rk,e=E(Σi=1NΔhifiak-ia‾k-i)---(12)]]>rk,u=E(Σi=N-1∞hifiak-i2)---(13)]]>rk，η＝E(ηkηf，k) (14)這里hi表示判決時(shí)刻的抽樣沖擊響應(yīng)函數(shù)。
第一項(xiàng)rk，t代表未抵消的前沿符號(hào)間干擾所帶來的貢獻(xiàn)。因此，它包括可以用于優(yōu)化并跟蹤最佳或近最佳抽樣時(shí)刻的信息。由于rk，t是唯一的實(shí)際上依賴于穩(wěn)定狀態(tài)條件下的抽樣相位的項(xiàng)，因此rk，t被稱為定時(shí)函數(shù)。
第二項(xiàng)rk，g代表不正確的先前判決帶來的貢獻(xiàn)。如果假設(shè)沒有判決錯(cuò)誤，即處于穩(wěn)態(tài)，那么該項(xiàng)就消失了。當(dāng)定時(shí)恢復(fù)控制器70和均衡器68聯(lián)合操作時(shí)的傳輸?shù)某跏茧A段，這并不適用，因?yàn)榫馄鞯某轭^不能通過獨(dú)立的調(diào)整設(shè)定到最佳值。
第三和第四項(xiàng)rk，d和rk，e代表不良的信道均衡所帶來的貢獻(xiàn)。理想地，在收斂到正確的信道沖擊響應(yīng)，di＝hi，之后，這兩項(xiàng)就會(huì)完全消失。實(shí)際上，這些項(xiàng)引起圍繞穩(wěn)態(tài)的零-均值隨機(jī)波動(dòng)。
第五項(xiàng)rk，u代表信道沖擊響應(yīng)未均衡的部分。第六項(xiàng)rk，η代表加性白噪聲。第一、第五和第六項(xiàng)不依賴于均衡器68是否收斂。它們也不是時(shí)間的函數(shù)。
從上面給出的描述可以看出.在均衡器68收斂過程中|rk，t|＜|rk，g|，由于前饋濾波器56降低了脈沖前沿的幅度，使得(h-1≈0，h-2≈0….；h-m＝0，m≤M)。相反，rk，g包括抽樣的沖擊響應(yīng)函數(shù)的最大值。
.如果正確調(diào)整判決門限(自動(dòng)增益控制54)，rk，d不能忽略，因?yàn)閐0＝h0。
.|rk，e|＜|rk，g|因?yàn)閨Δhi|＜|hi|而且ak-ik-1具有等于零的均值。
.如果在均衡器68中提供抽頭的最大數(shù)，rk，u與rk，g相比可以忽略。
.外部噪聲電平被認(rèn)為足夠低，以便允許收發(fā)機(jī)在誤比特率(BER)＜10-7下正確操作，因此，與rk，g和rk，t相比，rk，η可以忽略。
.rk，g在均衡器收斂過程中保持相同的符號(hào)，因?yàn)閔i和fi具有相同或者相反的符號(hào)，而且因?yàn)閍2k-i總是正的。因?yàn)槌撕苄≈档膆i和fi，對(duì)于所有的i，hi和fi都是單調(diào)的、不振蕩的，因此這總是保持成立的。另一方面，可能找到一些特定的抽樣時(shí)刻，使得對(duì)于i＝0，乘積h0f0沒有象脈沖拖尾的其余部分那樣具有相同的符號(hào)。
根據(jù)圖10所示的定時(shí)函數(shù)，當(dāng)定時(shí)時(shí)刻超前時(shí)，定時(shí)函數(shù)是正的，當(dāng)定時(shí)時(shí)刻滯后時(shí)是負(fù)的。rk，g項(xiàng)總是負(fù)的。此外，對(duì)應(yīng)于傳輸?shù)某跏枷辔?，?dāng)均衡器68尚未收斂時(shí)，二者之和總是負(fù)的，而且并不表現(xiàn)出過零點(diǎn)。這意味著如果沒有采用訓(xùn)練序列，而且均衡器58和定時(shí)恢復(fù)控制器70同時(shí)開始操作，則定時(shí)相位的增加依賴于rk，t+rk，g。因此在發(fā)送過程中，定時(shí)相位連續(xù)地滯后。隨后，在均衡器收斂處以及rk，g項(xiàng)連續(xù)地減到零的點(diǎn)，Δθk收斂到rk，t。因此，均衡器發(fā)散或者系統(tǒng)不可預(yù)見地鎖定在錯(cuò)誤的過零點(diǎn)上的可能很小。
當(dāng)均衡器68達(dá)到零誤差狀態(tài)，即當(dāng)它做出正確判決時(shí)，rk，g項(xiàng)最終會(huì)消失。假定rk，e項(xiàng)會(huì)通過平均而去掉，因?yàn)樗钠谕凳橇?。rk，u和rk，η可以忽略，因?yàn)樗鼈兿鄬?duì)很小。因此，來自式(7)的相位糾正Δθk主要依賴于定時(shí)函數(shù)rk，t。
在穩(wěn)定狀態(tài)中，rk，e項(xiàng)不會(huì)消失，即使均衡器68正確地對(duì)通信信道建模之后也是如此。同樣在穩(wěn)定狀態(tài)中，信道建?；蜃R(shí)別中的誤差Δhi依賴于均衡濾波器系數(shù)的自適應(yīng)更新Δhi＝μεk-1ak-i-1(15)這里μ是均衡器自適應(yīng)常數(shù)，εk是外部噪聲源控制的隨機(jī)過程。在式(12)中插入式(14)，得到rk,e=μE(Σi=1N∈k-1ak-i-1fiak-i2)---(16)]]>如果假設(shè)εk是零均值的、非沖擊型隨機(jī)過程，方差為σ2k，則rk，e項(xiàng)可以認(rèn)為是近似高斯噪聲源，其方差為V(rk,e)=μ2σ∈k-1ak-i-1V(ak2)Σi=1Nfi2---(17)]]>實(shí)際上，該項(xiàng)小得可以忽略，因?yàn)樗蕾囉讦?。
參見rk，d，即式(11)中Δθk表達(dá)式中的第三項(xiàng)，可以看出，可能對(duì)定時(shí)時(shí)刻的穩(wěn)態(tài)位置的估計(jì)器引入一個(gè)偏置。實(shí)際上，當(dāng)自動(dòng)增益控制模塊為增益取得了不正確值之后，會(huì)引起信號(hào)電平和判決門限之間的永久偏差，Δh0≠0。rk，d將它轉(zhuǎn)換為Δθk估計(jì)的一個(gè)固定偏置。但是，這種現(xiàn)象可以通過自動(dòng)增益控制模塊的正確設(shè)計(jì)來消除。
抽樣相位的改變立即導(dǎo)致了由rk，d和rk，e項(xiàng)描述的不期望的相關(guān)。只要相位增加很少而不致于引起不正確的判決，由于E(ak-k)＝0，因此rk，g項(xiàng)就不會(huì)對(duì)相關(guān)函數(shù)有所貢獻(xiàn)。rk，d和rk，e項(xiàng)不能忽略，但是由于穩(wěn)態(tài)條件下經(jīng)常發(fā)生的是相位增量很小，它們的影響也就減少了。
于是在穩(wěn)態(tài)中，rk，g＝0，rk，d＝0而且rk，e＝0，而且相位糾正Δθk的表達(dá)式簡化為Δθk＝rk，t+rk，u+rk，η＝rk，t(18)rk，u和rk，η項(xiàng)可以認(rèn)為是定時(shí)函數(shù)rk，t估計(jì)的偏置。rk，u項(xiàng)由未抵消的遠(yuǎn)端信號(hào)尾以及要相關(guān)的信號(hào)fk的尾的矢量積所引起，并在定時(shí)恢復(fù)電路的操作過程中保持恒定的均值。rk，u項(xiàng)的幅度依賴于相關(guān)信號(hào)的組合。但是，對(duì)于實(shí)現(xiàn)BER＝10-7所需的高信噪比，遠(yuǎn)端信號(hào)的尾必須幾乎完美地抵消，因此，這項(xiàng)的影響是可以忽略地小。
rk，η項(xiàng)依賴于外部噪聲電平。假設(shè)ηk和ηf，k具有高斯概率密度函數(shù)，可以表示為E(ηkηfk)＝σ2α(19)這里σ2是檢測(cè)器輸入處的噪聲方差，α是依賴于所選的前沿濾波器系數(shù)的常數(shù)。這項(xiàng)的貢獻(xiàn)也是可以忽略地小。
在上述假設(shè)下，Δθk幾乎完全依賴于rk，t。因此定時(shí)信息可以從誤差εk和一些如上所述精確選擇的信號(hào)之間相關(guān)系數(shù)的估計(jì)中提取。
在如上所述的實(shí)際實(shí)現(xiàn)方案中，使用了時(shí)間平均。rk，t的變化會(huì)引起圍繞最佳或近最佳抽樣時(shí)刻的振蕩，即抖動(dòng)。為了避免不必要的相位糾正，實(shí)際抽樣時(shí)刻的糾正Δθk可以限制在比一些門限幅度大的rk，t值。利用rk，t值依賴于平均估計(jì)中的抽樣數(shù)這個(gè)事實(shí)，可以計(jì)算門限幅度。
本發(fā)明提供了一種實(shí)際而有效的方法，精確地跟蹤并調(diào)整發(fā)射機(jī)和接收機(jī)時(shí)鐘之間的相位漂移。定時(shí)信息以符號(hào)波特率提取，最佳或近最佳抽樣使用在或接近所需抽樣相位處過零的相關(guān)函數(shù)來實(shí)現(xiàn)。選擇以符號(hào)速率來互相關(guān)兩個(gè)信號(hào)的相關(guān)函數(shù)，使得它可以通過選擇抽樣時(shí)刻來最小化前沿干擾。定時(shí)恢復(fù)信息從相關(guān)函數(shù)的過零點(diǎn)中提供并用于確定脈沖抽樣時(shí)刻的最佳或近最佳位置。選擇要相關(guān)的信號(hào)，以避免錯(cuò)誤的過零點(diǎn)。在上面揭示的一個(gè)實(shí)施例中，相關(guān)信號(hào)包括符號(hào)檢測(cè)誤差信號(hào)和一個(gè)來自前饋濾波器的信號(hào)。因此，本發(fā)明避免了以前的定時(shí)恢復(fù)算法中的缺陷，包括鎖定在錯(cuò)誤的過零點(diǎn)、振蕩行為、以及易于出現(xiàn)偽現(xiàn)象等。
雖然本發(fā)明結(jié)合目前認(rèn)為是最實(shí)際以及最優(yōu)選的實(shí)施例進(jìn)行描述，應(yīng)該理解本發(fā)明不限制于所揭示的實(shí)施例，相反，其目的是包括各種處于所附的權(quán)利要求精神和范圍之內(nèi)的修改以及等效裝置。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的定時(shí)恢復(fù)方法，用于在數(shù)字接收機(jī)中確定所需的抽樣時(shí)刻，包括在受控的抽樣時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)抽樣；檢測(cè)對(duì)應(yīng)于抽樣信號(hào)的符號(hào)值；確定抽樣信號(hào)和檢測(cè)符號(hào)之間的誤差；以及使用該誤差控制隨后的抽樣時(shí)刻。
2.權(quán)利要求1中的方法，其特征在于所述的控制步驟包括調(diào)整抽樣時(shí)刻以最小化誤差大小。
3.權(quán)利要求1中的方法，其特征在于該誤差包括接收信號(hào)未抵消的前沿符號(hào)間干擾。
4.權(quán)利要求1中的方法，其特征在于該控制步驟包括將該誤差與另一個(gè)信號(hào)相關(guān)，并且根據(jù)相關(guān)結(jié)果調(diào)整抽樣時(shí)刻。
5.權(quán)利要求4中的方法，其特征在于，該相關(guān)只產(chǎn)生一個(gè)過零點(diǎn)，所需的抽樣時(shí)刻從該點(diǎn)確定。
6.權(quán)利要求1中的方法，其特征在于該控制步驟包括將該誤差與另一個(gè)信號(hào)相關(guān)，并且基于相關(guān)結(jié)果是正或負(fù)值調(diào)整定時(shí)時(shí)刻，使得如果相關(guān)結(jié)果是正或負(fù)值中的一個(gè)就超前定時(shí)時(shí)刻，而且如果相關(guān)結(jié)果是正或負(fù)值中的另一個(gè)就滯后定時(shí)時(shí)刻。
7.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的定時(shí)恢復(fù)方法，用于在接收機(jī)中提取所需的抽樣時(shí)鐘信號(hào)的相位，包括在受控的定時(shí)時(shí)刻抽樣所接收的信號(hào)并將接收信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，并且從接收信號(hào)中確定定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)，提供從中確定所需的抽樣定時(shí)時(shí)刻的接收信號(hào)的單值過零點(diǎn)。
8.權(quán)利要求7中的方法，還包括處理接收信號(hào)，補(bǔ)償失真；從處理過的信號(hào)中檢測(cè)接收信號(hào)值；確定檢測(cè)值和處理信號(hào)之間的誤差，其中，定時(shí)恢復(fù)函數(shù)是第一和第二信號(hào)之間的相關(guān)，第一信號(hào)基于該誤差。
9.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于，第一信號(hào)是該誤差，第二信號(hào)從接收信號(hào)中得到。
10.權(quán)利要求9中的方法，其特征在于，處理步驟包括在數(shù)字濾波器中將接收信號(hào)濾波，而且其中，第二信號(hào)從數(shù)字濾波器中得到。
11.權(quán)利要求10中的方法，其特征在于，第二信號(hào)是輸入到數(shù)字濾波器信號(hào)與一個(gè)或多個(gè)較早的濾波器輸入信號(hào)的加權(quán)組合。
12.權(quán)利要求10中的方法，其特征在于，第二信號(hào)是第一和第二較早的接收的濾波信號(hào)的組合。
13.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于還包括在數(shù)字濾波器中對(duì)接收信號(hào)濾波，其中第一信號(hào)是該誤差和以前確定的誤差的組合，第二信號(hào)從數(shù)字濾波器中得到。
14.權(quán)利要求13中的方法，其特征在于，數(shù)字濾波器包括M個(gè)延遲級(jí)，第二信號(hào)是從第M延遲級(jí)輸出的、輸入到數(shù)字濾波器的較早的信號(hào)。
15.權(quán)利要求13中的方法，其特征在于，第二信號(hào)是輸入到數(shù)字濾波器的信號(hào)與一個(gè)或多個(gè)較早的濾波器輸入信號(hào)的加權(quán)組合的延遲版本。
16.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于，通過第二信號(hào)的選擇使相關(guān)提供單值過零點(diǎn)。
17.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于還包括將對(duì)于當(dāng)前抽樣周期確定的第一信號(hào)與對(duì)于前一個(gè)抽樣周期確定的前一個(gè)第一信號(hào)相加；并且用第二信號(hào)乘上該和值。
18.權(quán)利要求8中的方法，還包括將對(duì)于當(dāng)前抽樣周期確定的第二信號(hào)與對(duì)于前一個(gè)抽樣周期確定的前一個(gè)第二信號(hào)相加；并且用第一信號(hào)乘上該和值。
19.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于還包括使相關(guān)的幅度最小化，以便得到最佳或近最佳的抽樣定時(shí)時(shí)刻。
20.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于，相關(guān)的符號(hào)確定定時(shí)相位是否需要超前或滯后。
21.權(quán)利要求20中的方法，其特征在于，如果相關(guān)幅度沒有超過門限，就不調(diào)整定時(shí)相位。
22.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于，處理步驟包括用數(shù)字濾波器對(duì)接收信號(hào)濾波，以抑制接收信號(hào)的前沿部分，該濾波包括(1)將接收信號(hào)乘以第一前沿系數(shù)，藉此產(chǎn)生第一乘積，以及(2)將已經(jīng)在多個(gè)濾波器延遲級(jí)中的一個(gè)中延遲的較早的接收信號(hào)乘以第二前沿系數(shù)，藉此產(chǎn)生第二乘積，以及其中，第二信號(hào)是接收信號(hào)的第一和第二乘積與較早接收信號(hào)的第一和第二乘積的和。
23.權(quán)利要求7中的方法，還包括將定時(shí)恢復(fù)函數(shù)的結(jié)果在一個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)取平均；將平均的結(jié)果與一個(gè)門限相比較；并且分別產(chǎn)生超前信號(hào)或滯后信號(hào)以便初始化抽樣時(shí)刻的超前和滯后。
24.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)，包括一個(gè)將編碼為多個(gè)符號(hào)之一的數(shù)字信息在通信信道上發(fā)送的發(fā)射機(jī)；一個(gè)接收機(jī)，包括一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器，在可控的、預(yù)定的定時(shí)時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)抽樣；一個(gè)檢測(cè)器，用于將接收信號(hào)的抽樣與一個(gè)門限相比較，并且基于該比較產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于每個(gè)抽樣的一個(gè)符號(hào)；以及一個(gè)定時(shí)恢復(fù)控制器，用于基于定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)的過零點(diǎn)確定最佳或近最佳的抽樣時(shí)刻，并且用所確定的最佳或近最佳抽樣時(shí)刻改變抽樣時(shí)刻的相位。
25.權(quán)利要求24中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)方法，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)相關(guān)函數(shù)基于抽樣及其相應(yīng)的檢測(cè)符號(hào)之間的誤差。
26.權(quán)利要求24中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)控制器將抽樣時(shí)刻調(diào)整為均方誤差處于或接近最小值的點(diǎn)。
27.權(quán)利要求26中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)，其特征在于，該誤差代表接收信號(hào)的未抵消的前沿符號(hào)間干擾。
28.權(quán)利要求26中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)控制器將該誤差與另一個(gè)信號(hào)相關(guān)，并根據(jù)相關(guān)結(jié)果調(diào)整抽樣時(shí)刻。
29.權(quán)利要求28中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)，其特征在于，在穩(wěn)態(tài)條件下，相關(guān)結(jié)果只產(chǎn)生一個(gè)過零點(diǎn)，從該點(diǎn)確定最佳或近最佳抽樣時(shí)刻。
30.權(quán)利要求24中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)方法，其特征在于，該控制步驟包括將該誤差與另一個(gè)信號(hào)相關(guān)，并且根據(jù)相關(guān)結(jié)果是正或負(fù)值來調(diào)整定時(shí)時(shí)刻，使得如果相關(guān)結(jié)果是正或負(fù)值中的一個(gè)就超前定時(shí)時(shí)刻，而且如果相關(guān)結(jié)果是正或負(fù)值中的另一個(gè)就滯后定時(shí)時(shí)刻。
31.數(shù)字通信定時(shí)恢復(fù)設(shè)備，包括一個(gè)抽樣器，用于在受控的定時(shí)時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)抽樣并將接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，以及一個(gè)定時(shí)恢復(fù)控制器，用于從接收信號(hào)中確定定時(shí)恢復(fù)函數(shù)，該函數(shù)提供從中確定所需的抽樣定時(shí)時(shí)刻的接收信號(hào)的單值過零點(diǎn)。
32.權(quán)利要求31中的設(shè)備方法，還包括用于處理接收信號(hào)以補(bǔ)償失真的處理電路；用于從處理過的信號(hào)中檢測(cè)接收信號(hào)值的檢測(cè)器；用于確定檢測(cè)值和處理信號(hào)之間的誤差的合成器，其中，定時(shí)恢復(fù)函數(shù)是第一和第二信號(hào)之間的相關(guān)，第一信號(hào)基于該誤差。
33.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，第一信號(hào)是該誤差，第二信號(hào)從接收信號(hào)中得到。
34.權(quán)利要求33的設(shè)備，其特征在于，還包括一個(gè)數(shù)字濾波器，用于將接收信號(hào)濾波，其中第二信號(hào)從數(shù)字濾波器中得到。
35.權(quán)利要求34中的設(shè)備，其特征在于，第二信號(hào)是輸入到數(shù)字濾波器的信號(hào)與一個(gè)或多個(gè)較早接收的數(shù)字信號(hào)的加權(quán)組合。
36.權(quán)利要求34中的設(shè)備，其特征在于，第二信號(hào)是從第一和第二較早濾波信號(hào)的組合中得到的。
37.權(quán)利要求34中的設(shè)備，其特征在于還包括一個(gè)數(shù)字濾波器，用于對(duì)接收信號(hào)濾波，其中第一信號(hào)是該誤差和以前確定的誤差的組合，第二信號(hào)從數(shù)字濾波器中得到。
38.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，數(shù)字濾波器包括M個(gè)延遲級(jí)，第二信號(hào)是從第M延遲級(jí)輸出的、輸入到數(shù)字濾波器的較早的信號(hào)。
39.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，通過第二信號(hào)的選擇使相關(guān)提供單值過零點(diǎn)。
40.權(quán)利要求32中的設(shè)備，還包括一個(gè)加法器，將對(duì)于當(dāng)前抽樣周期確定的第一信號(hào)與對(duì)于前一個(gè)抽樣周期確定的前一個(gè)第一信號(hào)相加；以及一個(gè)乘法器，用第二信號(hào)乘上該和值。
41.權(quán)利要求32中的設(shè)備，還包括一個(gè)加法器，將對(duì)于當(dāng)前抽樣周期確定的第二信號(hào)與對(duì)于前一個(gè)抽樣周期確定的前一個(gè)第二信號(hào)相加；并且一個(gè)乘法器，用第一信號(hào)乘上該和值。
42.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)控制器使相關(guān)的幅度最小化，以便得到最佳或近最佳的抽樣定時(shí)時(shí)刻。
43.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)控制器使用相關(guān)的符號(hào)確定定時(shí)相位是否需要超前或滯后。
44.權(quán)利要求43中的設(shè)備，其特征在于，如果相關(guān)幅度沒有超過門限，就不調(diào)整定時(shí)相位。
45.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，處理步驟包括以一個(gè)數(shù)字濾波器對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行濾波，從而抑制接收信號(hào)的前沿部分，其方法是通過(1)將接收信號(hào)乘以第一前沿系數(shù)，藉此產(chǎn)生第一乘積，以及(2)將已經(jīng)在多個(gè)濾波器延遲級(jí)中的一個(gè)中延遲的較早的接收信號(hào)乘以第二前沿系數(shù)，藉此產(chǎn)生第二乘積，以及其中，第二信號(hào)是接收信號(hào)的第一和第二乘積與較早接收信號(hào)的第一和第二乘積的和。
46.權(quán)利要求31中的設(shè)備，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)控制器將定時(shí)恢復(fù)函數(shù)的結(jié)果在一個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)取平均，將平均的結(jié)果與一個(gè)門限相比較，并且分別產(chǎn)生一個(gè)超前信號(hào)或滯后信號(hào)以便起動(dòng)抽樣時(shí)刻的超前和滯后。
47.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)通信接收機(jī)，包括用于產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)的裝置；用于響應(yīng)時(shí)鐘信號(hào)在預(yù)定定時(shí)時(shí)刻對(duì)接收信號(hào)抽樣的裝置；用于從接收信號(hào)中確定一個(gè)函數(shù)的裝置，該函數(shù)在最佳或近最佳定時(shí)時(shí)刻提供一個(gè)單一過零點(diǎn)以便抽樣接收信號(hào)；以及用于根據(jù)該函數(shù)調(diào)整產(chǎn)生裝置的裝置。
48.權(quán)利要求47中的數(shù)據(jù)通信接收機(jī)，其特征在于，調(diào)整裝置調(diào)整抽樣裝置所使用的時(shí)鐘信號(hào)相位，使該函數(shù)的幅度最小化到零。
49.權(quán)利要求48中的數(shù)據(jù)通信接收機(jī)，其特征在于，該函數(shù)是前沿誤差信號(hào)與從接收信號(hào)中得到的信號(hào)之間的相關(guān)。
50.權(quán)利要求48中的數(shù)據(jù)通信接收機(jī)，還包括用于在預(yù)定定時(shí)時(shí)刻檢測(cè)接收信號(hào)值的裝置，其特征在于，該確定裝置包括用于計(jì)算輸入到檢測(cè)裝置的接收信號(hào)與檢測(cè)裝置輸出的檢測(cè)值之間誤差的裝置；以及用于將該誤差與接收信號(hào)的至少一個(gè)部分相關(guān)、藉此產(chǎn)生一個(gè)相關(guān)信號(hào)的裝置。
51.權(quán)利要求50中的數(shù)據(jù)通信接收機(jī)，其特征在于，調(diào)整裝置調(diào)整時(shí)鐘信號(hào)的相位，使該相關(guān)的幅度最小化到零而且接收信號(hào)在所需的定時(shí)時(shí)刻抽樣。
52.權(quán)利要求51中的數(shù)據(jù)通信接收機(jī)，其特征在于，該相關(guān)的符號(hào)確定是否超前或滯后時(shí)鐘信號(hào)的相位。
53.權(quán)利要求1中的方法，其特征在于，該控制步驟包括將該誤差的符號(hào)與另一個(gè)信號(hào)的符號(hào)相關(guān)，并且根據(jù)相關(guān)的符號(hào)調(diào)整抽樣時(shí)刻。
54.權(quán)利要求8中的方法，其特征在于，第一信號(hào)或第一信號(hào)的符號(hào)與第二信號(hào)或第二信號(hào)的符號(hào)被相關(guān)。
55.權(quán)利要求28中的數(shù)據(jù)通信收發(fā)機(jī)，其特征在于，定時(shí)恢復(fù)控制器將誤差的符號(hào)與另一個(gè)信號(hào)的符號(hào)相關(guān)。
56.權(quán)利要求32中的設(shè)備，其特征在于，相關(guān)是在第一信號(hào)或第一信號(hào)的符號(hào)與第二信號(hào)或第二信號(hào)的符號(hào)之間進(jìn)行的。
57.權(quán)利要求34中的設(shè)備，其特征在于，第二信號(hào)是輸入到數(shù)字濾波器的信號(hào)與一個(gè)或多個(gè)較早的濾波器輸入信號(hào)的加權(quán)組合的延遲版本。
全文摘要
揭示了在接收機(jī)中恢復(fù)抽樣時(shí)鐘信號(hào)的定時(shí)相位和頻率的方法和設(shè)備,以便通過最小化未抵消的前沿符號(hào)間干擾帶來的均方誤差來確定所需的定時(shí)相位。對(duì)所檢測(cè)的符號(hào)誤差與從接收信號(hào)中得到的信號(hào)執(zhí)行相關(guān)。這個(gè)相關(guān)函數(shù)提供了均方誤差達(dá)到最小值時(shí)刻的估計(jì),此時(shí)可得到相關(guān)函數(shù)信號(hào)的單值確定的過零點(diǎn)。從這種單值確定的過零點(diǎn),例如,只有一個(gè)過零點(diǎn),就可以確定所需的抽樣定時(shí)時(shí)刻。
文檔編號(hào)H04L7/02GK1195440SQ9619671
公開日1998年10月7日 申請(qǐng)日期1996年7月11日 優(yōu)先權(quán)日1995年7月13日
發(fā)明者C·索爾維, A·菲爾納 申請(qǐng)人:艾利森電話股份有限公司