專利名稱：使用殘留信號中功率估算的回聲消除的方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用形成殘留信號的回聲路徑模型的回聲消除器和回聲消除方法。
回聲是涉及在具有長延遲的電話系統(tǒng)中的可感覺的語音質(zhì)量的問題，例如長途電話或使用長處理延遲的電話系統(tǒng)，類似數(shù)字蜂窩系統(tǒng)?；芈暢霈F(xiàn)在PSTN／用戶接口的四線二線變換中。為了除去這個回聲，通常在長途業(yè)務(wù)的中轉(zhuǎn)交換機和在蜂窩應(yīng)用的移動業(yè)務(wù)交換中心中提供回聲消除器。
由于使它自適應(yīng)的回聲消除器的位置，同一回聲消除器用于PSTN中許多不同用戶。這個配合不僅在不同呼叫之間需要，而且在每次呼叫期間也是必需的，這是因為傳輸網(wǎng)絡(luò)的不固定性質(zhì)，例如相位滑動(slip)、三方呼叫等。
回聲消除器的主要部分是自適應(yīng)濾波器，此濾波器產(chǎn)生回聲的復(fù)制，從近端信號中減去此復(fù)制。由于不完全了解回聲產(chǎn)生系統(tǒng)，所以所估算的回聲信號總是包含誤差。因此，實際上，利用自適應(yīng)濾波器獲得的回聲衰減總是至多約30dB。對于長時間延遲，這個衰減是不夠的，并且為了使這些誤差的可聽見影響最小，使用殘留回聲抑制器?；芈曇种破鞯哪康氖且坏┐诵盘柋换芈暪浪阒械恼`差支配時進一步抑制殘留信號，這是通過阻塞某些電平的輸出信號的回聲消除器的輸出來完成的。
標號(1)描述裝備有自適應(yīng)中心消波器形式的回聲抑制器的回聲消除器。由回聲消除器產(chǎn)生的回聲估算用于經(jīng)信號處理裝置控制門限，并從而控制此自適應(yīng)消波器的消波窗口。如果殘留信號的功率降到低于自適應(yīng)門限，則阻塞或削波此殘留信號，否則，此殘留信號通過自適應(yīng)削波器而無修改。然而，殘留信號不僅包含殘余回聲，而且也包含在近端用戶上產(chǎn)生的背景噪聲。偶而殘留回聲樣值和背景噪聲樣值有益地加上，因此所得到的殘留信號可以超過門限，此結(jié)果是包含殘留回聲的殘留信號的不希望的不規(guī)則傳輸，這是非常令人煩惱的。
回聲消除的一個主要問題是回聲消除器工作在一個變的系統(tǒng)與信號條件范圍中
(ⅰ)系統(tǒng)可具有例如6-25dB的衰減并且也可以利用線性模
型來描述。
(ⅱ)近端的背景噪聲電平可以在例如-65--30dBmO之間。
(ⅲ)系統(tǒng)可以具有差的衰減并且可以差地制作模型為線性系
統(tǒng)。
確定在所有相關(guān)情形下給出令人滿意的回聲抑制器性能的合適門限值是基于功率比較的控制策略的基本問題。為情況(ⅰ)設(shè)計門限將導(dǎo)致情況(ⅲ)所描述的系統(tǒng)的殘留回聲不完全的抑制。然而，為情況(ⅲ)設(shè)計將導(dǎo)致情況(ⅰ)所描述的系統(tǒng)的非常保守的抑制功能。而且，來自近端方(情況(ⅲ))的背景噪聲量影響回聲消除器中自適應(yīng)濾波器性能。對于高背景噪聲電平，估算模型的起伏而不是模型誤差可能控制殘留信號。因此，甚至對于情況(ⅰ)所描述的系統(tǒng)，根據(jù)背景噪聲電平應(yīng)采取回聲抑制器的不同控制策略。從此討論中可以看出即使不是不可能，要獲得在所有相關(guān)情況中給出令人滿意的回聲抑制器性能的一個固定控制策略和一組固定參數(shù)也是困難的。
本發(fā)明的目的是提供一種新的回聲消除器和新的回聲消除方法，使相關(guān)參數(shù)適應(yīng)不同情況以避免上面問題。
本發(fā)明的基本思想是使用殘留信號中動態(tài)功率估算非線性誤差并且最好也是線性誤差來確定動態(tài)門限，而如果殘留信號功率下降低于此動態(tài)門限，則衰減該殘留信號。
通過參閱下面與附圖一起進行的描述可以最好地理解本發(fā)明及其另外的目的與優(yōu)點，其中


圖1是回聲生成系統(tǒng)的方框圖2是回聲消除系統(tǒng)的方框圖3是先前公知的具有可變中心削波器的回聲消除器的方框圖4是表示圖3的回聲消除器的中心削波器轉(zhuǎn)移函數(shù)的圖5a-b是表示根據(jù)本發(fā)明的最低可能衰減用于兩種不同情況的非線性處理器的不同轉(zhuǎn)移函數(shù)的圖6a-b是表示根據(jù)本發(fā)明的低衰減用于兩種不同情況的非線性處理器的不同轉(zhuǎn)移函數(shù)的圖7a-b是表示根據(jù)本發(fā)明的高衰減用于兩種不同情況的非線性處理器的不同轉(zhuǎn)移函數(shù)的圖8a-b是表示根據(jù)本發(fā)明以最高可能衰減用于兩種不同情況的非線性處理器的不同轉(zhuǎn)移函數(shù)的圖9是表示執(zhí)行根據(jù)本發(fā)明方法的優(yōu)選實施例的非線性處理器操作的流程圖10是表示根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例確定動態(tài)門限方法的流程圖；和
圖11是根據(jù)本發(fā)明的回聲消除方法操作的回聲消除器的方框圖。
在下面描述中，執(zhí)行相同或類似功能的部分利用相同標號表示。
圖1表示電話系統(tǒng)中回聲生成過程。下面稱為遠端用戶的用戶A經(jīng)二線線路連到混合網(wǎng)絡(luò)(混合網(wǎng)絡(luò)形成四線與二線連接之間接口，如本領(lǐng)域所公知的)。類似地，下面稱為近端用戶的用戶B經(jīng)二線線路連到另一個混合網(wǎng)絡(luò)。二線線路傳送入局和出局語音信號。自遠端用戶A輸出的語音經(jīng)圖1中的上面二條線線路傳送給近端用戶B，類似地，從近端用戶B輸出的語音在圖1中的下面二條線線路上傳送給遠端用戶A。然而，從用戶B至用戶A的下面二條線線路也包含從用戶A輸出語音的回聲，用戶B上混合網(wǎng)絡(luò)不能完全抑制此回聲，類似地圖1中的上面二條線線路包含從用戶B輸出語音的回聲。
圖2表示在近端側(cè)如何消除返回到用戶A的回聲(在遠端側(cè)提供類似的安排)。輸入信號X(n)表示來自用戶A的語音，其中n表示離散時間，輸入信號X(n)由利用具有轉(zhuǎn)移函數(shù)H(q-1)的濾波器10和求和單元14表示的混合網(wǎng)絡(luò)進行衰減，其中q-1代理后向移位運算符(q-1X(n)=X(n-1))，并且所得到的回聲信號S(n)與近端信號V(n)在求和單元14中進行組合，其中V(n)可以或可以不包含近端語音。濾波器10的衰減利用回聲路徑衰減ERL(ERL=回聲返回損耗)來表示。因此，所得到的輸出信號y(n)包含近端信號和來自遠端信號的回聲。而且，輸入信號X(n)也傳送給自適應(yīng)濾波器12，濾波器12通過調(diào)整其濾波系數(shù)模擬混合網(wǎng)絡(luò)的脈沖響應(yīng)，所得到的回聲信號S(n)的估算表示為
(n)。這個估算在求和單元16中從輸出信號y(n)中減去(ERLE=回聲返回損耗增強代表所得到的回聲衰減中的改善)，并且所得到的誤差信號e(n)傳送給自適應(yīng)濾波器12，用于濾波系統(tǒng)的調(diào)整，而且e(n)傳送給二線線路以便返回給遠端用戶A。濾波器12的系數(shù)可以例如根據(jù)NLMS算法進行調(diào)整(見[2])。
由于自適應(yīng)濾波器12不可能全部除去回聲，回聲消除器可以附加回聲抑制器。圖3表示以標號[1]表示的這種類型的安排。這里，回聲抑制器具有可變中心削波器18的形式，利用所估算的回聲信號
(n)進行控制，從中心削波器18輸出的信號eVCC(n)可以表示為
其中τ是中心削波器18的可變門限，而δ是恒定比例因數(shù)。此轉(zhuǎn)移函數(shù)表示在圖4中。因此，如果信號e(n)落入中心窗口，它將被完全阻塞，否則它將通過中心削波器18而無變化。然而，門限τ取決于
(n)的值。因此，如果S(n)具有低的數(shù)量，則門限τ也將是低的。在這種情況中，如果信號e(n)包含來自用戶B的大量背景噪聲，｜e(n)｜實際上可能超過門限。因此，信號eVCC(n)可能包含含有回聲與背景噪聲的不規(guī)則信號。在先前公知的安排中，由于比例因數(shù)δ是恒定的，所以沒有辦法來避免這種情況。
現(xiàn)在將結(jié)合圖5-11描述本發(fā)明。
簡短地講，本發(fā)明不同于現(xiàn)有技術(shù)有三方面，即，殘留信號e(n)的非線性處理，可能取決于線性與非線性誤差的動態(tài)門限的確定，以及此門限中動態(tài)比例因數(shù)的確定。
非線性處理
不直接將殘留信號e(n)與門限進行比較，而是例如根據(jù)下式形成預(yù)定時間期間內(nèi)的功率估算Re(n)
Re(n)=ρRe(n-1)+(1-ρ)e2(n)(2)其中加權(quán)因子ρ是0與l之間的常數(shù)，例如127／128。而且，功率也可以通過相加例如e(n)最后128樣值的平方估算，但式(2)要求較不復(fù)雜的實施。
非線性處理分為兩步。在第一步驟中，根據(jù)下式定義轉(zhuǎn)移函數(shù)的形狀
其中TH(n)是動態(tài)門限(下面定義的)，而NL是來自近端用戶B的背景噪聲電平的測量。背景噪聲電平NL例如可以估算為長時間間隔內(nèi)殘留功率Re的最小值。
在第二步驟中，根據(jù)下式確定衰減A(n)
這里，衰減劃分為32電平，但這僅是一個示例，更大和更小的電平是可能的。
最好，根據(jù)下式衰減(3)的補償信號eC(n)
圖5-8表示這個不同衰減的過程。圖5a-8a表示根據(jù)本發(fā)明在Re(n)＜TH(n)情況中通過線性處理定義的轉(zhuǎn)移函數(shù)。類似地，圖5b-8b表示Re(n)≥TH(n)情況中的轉(zhuǎn)移函數(shù)。如從這些圖中可看出的，轉(zhuǎn)移函數(shù)的形狀取決于功率估算Re(n)是超過還是下降低于門限TH(n)。如果功率估算超過門限，則轉(zhuǎn)移函數(shù)將僅是線性函數(shù)，利用圖5b-8b中的直線表示。另一方面，如果功率估算Re(n)低于門限TH(n)，則轉(zhuǎn)移函數(shù)將是非線性的，具有低于噪聲電平NL的e(n)幅度線性部分和超過噪聲電平NL的值的恒定部分。如從圖5-8中可看出的，左手側(cè)的圖在形狀上類似，但具有不同的衰減。同樣的說明適用于右手側(cè)的圖?，F(xiàn)由是在式(4)中衰減A(n)取決于前一樣值的衰減A(n-1)。
如從圖5a-8a中所看出的，只要Re(n)＜TH(n)，衰減A(n)將增加，直至信號e(n)在衰減A(n)已達到其最大值(圖8a)時被完全抑制為止。與圖4相比，主要區(qū)別是在此最大衰減上，e(n)的所有值將被阻塞，不僅僅是落入中心削波窗口內(nèi)的值。因此，在這種情況中，包含殘留回聲與背景噪聲的信號即使在這些信號有益地相加時也將被抑制。
另一方面，如可以從圖5b-8b中看出的，在Re(n)超過TH(n)時，輸出信號eNLP(n)將是信號e(n)的線性換算模型。如果上面條件持續(xù)直至衰減A(n)已達到零電平，則將不改變e(n)。
因此，在兩種靜止情況中(具有或最大或最小衰減A(n))，信號e(n)將或者被完全抑制(圖8a)或不改變(圖5b)。圖6和7表示這兩個靜止狀態(tài)之間的瞬變相位。圖5-8中的雙箭頭表示如果一個樣值的功率估算Re(n)低于TH(n)而下一樣值的Re(n+1)超過門限TH(n+1)，則轉(zhuǎn)移函數(shù)可以改變形狀，或反之亦然。因此，取決于此測試條件的結(jié)果，轉(zhuǎn)移函數(shù)形狀可以突變，但衰減A(n)將保持在近似相同的電平上，并將僅緩慢地變化，如果測試的改變結(jié)果保持的話。
為了避免在具有近端背景噪聲的情況中由此非線性處理引入的噪聲泵激(pumping)影響，根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，根據(jù)下式安慰噪聲可以加到補償信號上
其中CN(n)代表安慰噪聲(具有與NL相同電平的產(chǎn)生噪聲)。
確定門限TH(n)
在上述非線性處理中使用的門限TH(n)可以定義為式中γ是恒定比例因數(shù)，最好在范圍1-10中(在優(yōu)選實施例中γ=4)，α(n)、β(n)是動態(tài)比例因數(shù)(下面定義的)，并根據(jù)下式定義RX(n)、R
(n)
這里X(n)是輸入信號X(n)的M(例如128、256、512，即與濾波器12長度一樣)樣值的矢量，而
(n)是估算的回聲。
式(7)中括號內(nèi)第一項a(n)RX(n)代表回聲信號估算中的線性誤差(所估算的回聲與此回聲最佳可能線性回聲估算之間的差)，第二項β(n)R
(n)代表回聲路徑引入的非線性誤差，這不能利用線性模型(FIR濾波器)來模擬。
式(7)的重要特性是利用比例因數(shù)α(n)與β(n)的換算。要注意這些比例因數(shù)是動態(tài)的(每個抽樣周期進行更新)。這些比例因數(shù)的確定將在下面兩個分段中進行描述。然而，在進一步描述這些比例因數(shù)之前，將結(jié)合圖9的流程圖描述根據(jù)本發(fā)明的非線性處理。
在步驟300，更新抽樣周期。在步驟310，確定比例因數(shù)α(n)(將在下一分段中進行描述)。在步驟320，根據(jù)式8計算功率估算RX(n)。在步驟330，確定比例因數(shù)β(n)(將在下面結(jié)合圖10進行描述)。在步驟340，根據(jù)式(9)計算功率估算R
(n)。在步驟350根據(jù)式(7)計算當(dāng)前抽樣周期的門限TH(n)。在步驟360，根據(jù)式(2)計算殘留信號e(n)的功率估算Re(n)。在步驟370，測試此功率估算是否低于當(dāng)前門限。如果是這種情況，則分別根據(jù)式(3)與(4)的第一部分計算補償信號eC(n)和衰減A(n)(分別在步驟380與390)。另一方面，如果Re(n)超過門限TH(n)，則分別根據(jù)式(3)與(4)的下部分計算補償信號eC(n)和衰減A(n)(分別在步驟400與410)。最后，根據(jù)式(6)計算信號eNLP(n)(步驟420)。此后，流程圖返回到步驟300，并對于下一抽樣周期重復(fù)同一處理。
確定比例因數(shù)α(n)
已發(fā)明對于使用NLMS方法更新的FIR濾波器，確定α(n)的合適算法描述為
其中N是回聲消除器中自適應(yīng)濾波器的濾波長度(例如512抽頭)，而μ是步長(例如，1／2、1／4、1／8)。而且，假定α(0)=1。然而，對于其他估算方法和／或濾波器結(jié)構(gòu)，α(n)RX(n)應(yīng)利用估算誤差功率的合適估算來替代，例如參見這些誤差的表達式[3]。
確定比例因數(shù)β(n)
比例因數(shù)β(n)利用殘留信號e(n)與輸入信號X(n)之間的相關(guān)性進行確定。為了確定此相關(guān)性，可根據(jù)下式形成測量變量Tk(n)
其中E表示期望值。理論上，此測量變量應(yīng)等于零，如果e(n)與X(n-k)之間不存在相關(guān)性的話，否則，此測量變量應(yīng)大于零。為簡化過程，僅計算那些支配回聲的滯后K的Tk(n)。而且，由于估算的回聲
(n)是延遲的輸入信號X(n)的線性組合，或
其中h(n)表示回聲消除器的濾波系數(shù)，N表示濾波器12的長度，可使用
(n)而不是X(n-k)來計算測試變量T，得到下面表示式
由于實施原因，考慮下面等效表示式更加有利
利用E
(n)=R
(n)的事實，式(13)可以改寫為
此測試變量T(n)未給出任何明確的β(n)值。而此測試變量的平均值用于β(n)的隱含更新，這將結(jié)合圖10進行描述。如果非線性處理器待用，即Re(n)超過門限并且沒有衰減，在e(n)與S(n)之間應(yīng)找不到相關(guān)性，這暗示T(n)的平均值應(yīng)等于零。如果此平均值不是零，則表示β(n)太小，并且應(yīng)增加。類似地，如果在非線性處理器激活時未找到相關(guān)性(T(n)平均值=0)，則它表示β(n)太大并且應(yīng)降低。
圖10是表示確定β(n)過程的流程圖。從圖9流程圖的步驟330中調(diào)用此過程，此過程可以概括如下。
T(n)的短時間平均值TSA是在128樣值的時間周期上進行計算。此短時間平均值用于增加β(n)(即，提高門限TH(n))。這對應(yīng)圖10的左邊部分。
長時間T(n)平均值TLA是在2048樣值上進行計算。此長時間平均值用于檢驗β(n)不是太大(即，門限TH(n)太高)。如果非線性處理器激活(Re＜TH)，則僅執(zhí)行此部分過程。
此過程在步驟500開始。在步驟510，根據(jù)式(15)計算T(n)。而且，遞減第一計數(shù)器CNTS1，此計數(shù)器在1024與0之間運行并阻止β(n)增加太快(每1024樣值只增加一個3dB電平)。
步驟520測試是否Re＞αRX+2βRS。如果滿足此條件并且沒有明顯的雙方同時講話情形，即不滿足2Rs＜Ry，則過程執(zhí)行步驟530。在步驟530，更新短時間平均值TSA，并遞減第二計數(shù)器CNTS2。計數(shù)器CNTS2從128運行到0，并保證僅在TSA已全部填滿T(n)新的樣值時才增加β(n)。
下一步驟即步驟540測試兩個計數(shù)器是否已遞減到零。如果是這種情況，則步驟550測試所計算的短時間平均值TSA是否超過第一極限UL(合適的UL值是1．2)。如果是這種情況，步驟560將β增加3dB并將計數(shù)器CNTS1、CNTS2分別復(fù)位為1024與128。步驟560稍后也設(shè)置長時間平均值TLA與第三計數(shù)器CNTL為零并進到步驟570。如果步驟520、540與550中的測試失敗，則還執(zhí)行步驟570。
步驟570測試非線性處理器是否激活。如果是這樣，步驟580測試Re是否超過αRy+βRs。如果是這樣，則將T(n)增加到長時間平均值TLA。如果不是這樣，則將常數(shù)LL增加到TLA。此后，在步驟610遞增第三計數(shù)器CNTL。
步驟620測試計數(shù)器CNTL是否已達到值2048(已相加T(n)的2048樣值)。如果已達到，步驟630測試長時間平均值是小于還是等于常數(shù)LL(合適的LL值是0．4)。如果是這種情況，在步驟640將β遞減3dB。否則，不改變β。最后，在步驟650將TLA與CNTL復(fù)位為零，此后過程在步驟660中返回。
如果測試570、620失敗，過程將不減少β，而將直接進到步驟660。
在本發(fā)明目前的優(yōu)選實施例中，動態(tài)門限的非線性部分表示為。然而，類似的過程可以根據(jù)除之外的其他數(shù)量，例如數(shù)量Ry(n)或Rx(n)類似于式(9)進行計算。
如果計算的復(fù)雜性是所關(guān)心的，甚至有可能將門限TH(n)建立在簡單表示式β(n)之上(其中根據(jù)參照式(11)-(15)所描述的原理確定β(n))。在這樣的情況中，此門限可直接與殘留信號e(n)幅度進行比較。
現(xiàn)在將結(jié)合圖11描述執(zhí)行根據(jù)本發(fā)明方法的設(shè)備的方框圖。
非線性處理器20接收殘留信號e(n)并輸出已處理的信號eNLP(n)。輸出信號eNLP(n)根據(jù)式(3)-(6)進行計算。估算器22根據(jù)式(7)的第一項利用信號X(n)與e(n)估算線性誤差的功率。類似地，估算器24利用信號e(n)與計算式(7)的第二項。根據(jù)式(7)在單元26中計算門限TH(n)。單元(28)根據(jù)式(2)計算功率估算Re(n)。比較器30將Re(n)與TH(n)進行比較，并且從比較器30輸出的信號確定輸出信號eNLP(n)的形狀與衰減。
最好由微處理器或微／信號處理器組合執(zhí)行單元20-30的功能。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解可以對本發(fā)明進行各種修改和變化而不脫離由所附權(quán)利要求定義的本發(fā)明精神與范圍。
參考文獻轉(zhuǎn)讓給英國電信公司的USA4577071IEEE有關(guān)信號處理學(xué)報，1993年9月41(9)2811-2825的D．T．M．SLOCK的文章“On the Convergence Behavior of theLMS and the Normalized LMS Algorithms”MIT出版社，馬塞州劍橋，1983年88-96第12-16頁的L．Ljung與T．Soderstrom的文章“Theory and Practice ofRecursive Identification”。
權(quán)利要求
1．一種使用形成殘留信號的回聲路徑的模型的回聲消除方法，其特征在于
確定所述殘留信號的殘留功率估算；
確定所述殘留信號剩余非限制誤差部分的非線性誤差功率估算；
根據(jù)所述非線性誤差功率估算確定動態(tài)門限；和
如果所述殘留功率估算低于所述動態(tài)門限，衰減所述殘留信號。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于
確定所述殘留信號剩余線性誤差部分的線性誤差功率估算；和
確定取決于所述線性誤差功率估算與所述非線性誤差功率估算的動態(tài)門限。
3．根據(jù)權(quán)利要求1或2的方法，其特征在于
每當(dāng)所述殘留功率估算低于所述動態(tài)門限時增加衰減，直至所述殘留信號被完全抑制。
4．根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其特征在于
每當(dāng)所述殘留功率估算低于所述動態(tài)門限衰減作為所述殘留信號幅度的非線性函數(shù)的所述殘留信號，而每當(dāng)所述殘留功率估算不低于所述動態(tài)門限時，衰減作為所述殘留信號幅度的線性函數(shù)的所述殘留信號。
5．根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其特征在于
所述非線性函數(shù)是低于估算噪聲電平的所述殘留信號幅度的線性函數(shù)和超過所述噪聲電平幅度的恒定函數(shù)。
6．根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其特征在于所述動態(tài)門限是利用所述線性與非線性誤差功率估算和形成。
7．根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其特征在于所述動態(tài)門限根據(jù)下面公式形式
γ{α(n)·RX(n)-β(n)·RS(n)}
其中RX(n)是到所述回聲路徑的輸入信號的功率估算，
RS(n)是從所述回聲路徑輸出的信號的功率估算，
α(n)和β(n)是連續(xù)更新的比例因數(shù)，而γ是恒定的比例因數(shù)。
8．一種使用形成殘留信號回聲路徑的模型的回聲消除器，其特征在于
用于確定所述殘留信號的殘留功率估算的裝置(28)；
用于確定所述殘留信號剩余非線性誤差部分的非線性誤差功率估算的裝置(24)；
用于確定取決于所述非線性誤差功率估算的動態(tài)門限的裝置(26)；
用于比較所述殘留功率估算與所述動態(tài)門限的裝置(30)；和
裝置(20)，如果所述殘留功率估算低于所述動態(tài)門限，衰減所述殘留信號。
9．根據(jù)權(quán)利要求8的設(shè)備，其特征在于
用于確定所述殘留信號剩余線性誤差部分的線性誤差功率估算的裝置(22)；和
用于確定取決于線性誤差功率估算與所述非線性誤差功率估算的動態(tài)門限的裝置(26)。
全文摘要
回聲消除器確定取決于非線性誤差功率估算(24)并且最好也取決于線性誤差功率(22)的動態(tài)門限(TH(n)),殘留信號(e(n)的殘留功率估算(28)與此動態(tài)門限進行比較。如果殘留功率估算低于動態(tài)門限,則在非線性處理器(20)中衰減殘留信號。
文檔編號H04B3/23GK1204425SQ9619909
公開日1999年1月6日 申請日期1996年12月6日 優(yōu)先權(quán)日1996年12月6日
發(fā)明者A·艾利森, J·卡爾森 申請人:艾利森電話股份有限公司