專利名稱：：用于恢復水平同步的方法和裝置的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及利用一個鎖相環(huán)路從已收的TV信號恢復水平同步的方法和裝置，其中的方法包括的步驟有產生一個循環(huán)振蕩信號，對所說的振蕩信號和所說的已收的TV信號的水平同步脈沖作相位比較，對相位比較的結果進行低通濾波并使用相位比較的濾波的結果控制振蕩信號的產生，以便減小在振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間的相位誤差。由菲利浦半導體開放部發(fā)表的出版物＂Valvo技術信息841221＂上的題為＂水平-垂直組合TDA2579＂的文章描述了已有技術的水平同步恢復方法。鎖相環(huán)路的目的是同步一個振蕩輸出信號，例如可用借助已收TV信號的同步脈沖控制圖象顯示的掃描。但是由于低的S/N比、反射、同步脈沖的幅度降低和共道干擾等原因使得該信號時常嚴重失真。在相位比較的步驟中，將已收的TV信號的同步脈沖的相位角與振蕩信號的相位相比較。該相位比較步驟產生正比于相位差的一個信號。通常，信號包括用于控制振蕩信號的產生的穩(wěn)態(tài)(DC)成分和由于不希望的失真所引起且盡可能由低通濾波器抑制的波動(AC)成分。在抑制失真的過程中，特別由低通濾波器帶寬確定鎖相環(huán)路的帶寬是至關重要的。帶寬越小則對于失真的抑制越好，且產生的振蕩信號的將會越穩(wěn)定。但是，帶寬越小該鎖相環(huán)路獲得鎖定狀態(tài)就越困難。在鎖定狀態(tài)之前是一個＂俘獲＂狀態(tài)，在該俘獲狀態(tài)中，振蕩信號的頻率和/或相位遠離輸入信號的頻率和/或相位，以至于對于該鎖相環(huán)路來說不可能成為鎖定。在這種俘獲狀態(tài)期間，輸入信號的同步脈沖通常被直接地用于振蕩信號的同步，當然使得這樣的振蕩信號具有由于輸入信號的失真和由于測量的不準確引起的浮動。一種直接同步的方法是將輸入信號或至少是輸入信號的同步脈沖直接加到振蕩器，從而旁路相位檢測器和環(huán)路濾波器。另一種從美國專利3846584得知的方法是切斷該環(huán)路濾波器，以便使得帶寬非常大以及輸入信號的同步脈沖到達未經濾波的振蕩器。當輸入同步脈沖和振蕩信號足夠吻合時，鎖相環(huán)路被切換到＂鎖定＂狀態(tài)。用于TV信號的水平同步的實際的鎖相環(huán)路具有帶寬是幾百Hz，例如200Hz的環(huán)路濾波器的帶寬。該頻率范圍是在鎖定模式中的振蕩器穩(wěn)定狀態(tài)合理穩(wěn)定操作和從俘獲狀態(tài)進入到鎖定狀態(tài)的合理地容易和快速過渡之間的兩個方面的一個兼顧。如果帶寬太小，則只有在振蕩信號的頻率和相位是非常接近輸入同步信脈沖的頻率和相位是才能夠進入到鎖定狀態(tài)。在俘獲狀態(tài)中這是十分難于實現(xiàn)的。本發(fā)明的目的是獲得既方便又快捷的俘獲并且是穩(wěn)定和基本沒有失真的鎖定操作。為了實現(xiàn)這一目的，根據(jù)本發(fā)明的方法的特征在于這樣的步驟計數(shù)在所說的振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間保持一個預定的同步程度期間的周期數(shù)；根據(jù)所說的計數(shù)結果控制所說的鎖相環(huán)路的帶寬，以便在所說的周期數(shù)目增加的同時逐步降低所說的帶寬。所以，當脫離俘獲狀態(tài)并進入到鎖定狀態(tài)時，鎖相環(huán)路的帶寬是相當寬的(例如170Hz)，以便使得從俘獲狀態(tài)進入到鎖定狀態(tài)的過渡容易和快捷。在該過渡之后，在振蕩信號和輸入信號之間在頻率和/或相位可以仍然存在相當大的差異。在鎖定狀態(tài)繼續(xù)時，鎖相環(huán)路的帶寬就象一個漏斗的寬度逐漸變小，直到到達要比已有技術的鎖相環(huán)路的通常的帶寬小得多的一個最終值(例如4Hz)為止。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)路使用在環(huán)路濾波器輸出端的平均相位差來調節(jié)在本振輸出端的頻率。這將使得系統(tǒng)能夠被定標，以便讓平均相位差實際為零而行頻為一個正確值。這樣的一個系統(tǒng)在模擬硬件的條件下是最佳的結論，包括一個最基本的性能的限制，這種限制的原因是這樣的事實，即存在一個恢復相位和行長度的單一的處理過程，而行長度事實上和與相位無關。例如可以想象行長度是正確的而相位卻不正確。為了調節(jié)相位，傳統(tǒng)的鎖相環(huán)路是改變行長度而使得其不再是正確的。就象在文章＂用于消費TV的同步方案＂(出版在＂1995年同步技術國際會議會刊＂第165-170頁，德國，Essen省，Saalbau市，1995年12月14-15日)指出的，這種缺點可應用一個雙回路的PLL來避免。根據(jù)本發(fā)明的一個優(yōu)選的實施例，這種方法可以進一步由下列的步驟為特征利用該相位比較的結果產生指示所說的振蕩器信號的周期長度的一個信號；對于如此獲得的該長度指示信號進行低通濾波，并采用經過濾波的長度指示信號來控制所說的振蕩信號的產生，從而利用所說的計數(shù)結果控制該低通濾波器的帶寬。在對低通濾波器的設計中必須實現(xiàn)由通過低通濾波器傳送的信號的DC-成分確定振蕩信號的周期(＝頻率)。所以，根據(jù)本發(fā)明的方法的特征還在于長度指示信號的低通濾波的零頻率傳送仍不受帶寬控制的影響。尤其是根據(jù)本發(fā)明的方法可具有這樣的特征，即對于長度指示信號的低通濾波是一個數(shù)字濾波，具有的Z-變換函數(shù)是C*(1-α)n/(1-α/z)n其中的C是常數(shù)，n是一個正整數(shù)，α受計數(shù)結果的控制。如上所述，在根據(jù)本發(fā)明的方法中，一個被濾波的長度指示信號被產生且用于確定振蕩信號的周期的長度，相位比較的結果將進一步控制振蕩信號的相位。為了進一步減小噪聲的影響和對于振蕩信號的產生的干擾，根據(jù)本發(fā)明的方法還具有這樣的特征，即計數(shù)結果控制著這種相位控制。如在將要結合圖2解釋的那樣，一種用于對于相位控制進行控制的簡單方法在于，當所說的周期數(shù)目增加時，計數(shù)的結果逐步地衰減對于該振蕩信號的相位控制。根據(jù)本發(fā)明的方法最好還具有這樣的特征，即在所說的周期的一個第一數(shù)目期間所說的鎖相環(huán)路的帶寬被保持恒定，而在周期的第一個二數(shù)目期間而被逐漸朝向一個較低的電平減小，并在周期的數(shù)目超過所說的第二數(shù)目時被再次保持恒定在該較低的電平。這將使得很容易標定濾波過程，其中在所說的周期的第一數(shù)目期間的帶寬確定同步過程的初始的轉換速度，而在所說的周期的第二數(shù)目之后的帶寬確定最終的精確值。根據(jù)本發(fā)明，當著在存在一個預定的同步程度的期間中的周期數(shù)目增加時，響應對于該周期數(shù)目計數(shù)的結果，鎖相環(huán)路的帶寬被減低，所以當所說的同步的預定程度不再存在時，該鎖相環(huán)路的帶寬可被增加。這種帶寬的增加可被獲得最大值，例如重新設置計數(shù)的結果為零，或者是通過幾個步驟減低計數(shù)的結果，例如減低到1，或者是通過在每一次所說的同步的預定程度不存在時利用一個預定的因數(shù)去除計數(shù)的結果。相位比較步驟包括必需確定在已收的TV信號中的同步脈沖的位置。這可通過將已收信號的電平和一個削波電平相比較并且確定該同步脈沖和該削波電平邊沿的重疊部分來確定。這種削波電平本身可以通過測量已收信號的消隱電平和最高的同步電平并計算該削波電平，例如取其中值來確定。理想的情況是，削波電平是一個恒定值，但是它會受到進入到已收信號中的噪聲的干擾。為了從削波電平盡可能地去除噪聲和干擾，本發(fā)明所具有的特征是，從已收TV信號檢測一個削波電平，對于該削波電平進行低通濾波，在對于所說的振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖的相位比較中使用該濾波的削波電平、計數(shù)的結果對于該削波電平濾波帶寬進行附加控制，以便當所說的周期數(shù)目增加時逐步地減小該帶寬。本發(fā)明還涉及用接收的TV信號中恢復水平同步的裝置?？梢宰⒁獾?，其對步驟，即在存在所說預定程度的同步期間的周期數(shù)目的計數(shù)，以及響應所說的計數(shù)的結果控制一個鎖相環(huán)路的帶寬，用軟件實現(xiàn)遠比用硬件實現(xiàn)容易的多。所以一個從已收的TV信號恢復水平同步的裝置最好具有這樣的特征帶有一個數(shù)字信號處理器和一個存儲器，該存儲器包括一個存儲的程序用于控制裝置的操作。本發(fā)明還涉及一個顯示裝置，包括用于從已收的TV信號恢復水平同步的裝置。還可能使得市場現(xiàn)存的裝置升級，例如通過替換一個裝在這種裝置中程序，通過采用本發(fā)明的一個過多個方案的升級版本。這樣的升級版本能夠以磁盤、光盤、智能卡或其它的適當?shù)拇鎯橘|得到。所以本發(fā)明涉及到包括有存儲的程序的存儲介質，用于控制信號處理器從已收的TV信號恢復水平同步的操作。本發(fā)明還涉及一個包括有程序的信號，用于控制信號處理器從已收的TV信號恢復水平同步的操作。參考附圖對本發(fā)明的其它的方案作描述。其中，圖1示出顯示裝置的一部分，包括一個裝置采用本發(fā)明的軟件方案。圖2是實現(xiàn)本發(fā)明的程序的功能圖。圖3a和3b是說明圖2的功能圖的信號波形。圖4是說明來自lcll計數(shù)器的環(huán)路濾波器的帶寬的相關性的曲線。在對于附圖描述的說明書的結尾有表1和表2，表1是用C-碼編程的函數(shù)，用于圖2中的功能圖，表2是第二個用C-碼編程的函數(shù)，用于圖2中的功能圖。圖1示出帶有用于接到天線的輸入端2的一個TV前端1。該前端帶有通常的用于對于一個CVBS(復合視頻消隱同步)信號進行選擇、放大和檢測的RF和IF級。信號加到一個AD轉換器3，在一個時鐘信號產生器4的控制下對信號進行取樣和數(shù)字化。對于具有15625Hz行頻和50Hz光柵頻率的標準的PAL-B信號來說，取樣頻率可以是例如13。5MHz，這將意味著一個標準的TV行包括864個取樣。圖1的裝置還包括一個數(shù)字信號處理器(DPS)5，帶有用于處理數(shù)字CVBS信號的中央處理單元(CPU)6和一個或多個DAC轉換器7，用于并輸出已處理信號的成分，例如Y、U、V視頻信號和水平及垂直掃描信息。Y、U、V視頻信號在視頻處理單元17中作處理以便將視頻送到信號驅動一個顯示裝置16。水平和垂直掃描信息都在一個編址單元15中作處理，用于確定在顯示裝置16的屏幕上的視頻信號的位置。該顯示裝置16例如可以是一個陰極射線管、一個液晶顯示屏或等離子顯示屏。DSP5經過通信總線8接到ROM類型的一個程序存儲器9和RAM類型的一個數(shù)據(jù)存儲器10。RAM10用于存儲輸入信號的取樣和輸出信號的取樣。從AD轉換器3到RAM10的輸入信號的存儲和從RAM10到DA轉換器7的輸出信號的讀出是分別經過作為DSP5的一部分的直接存儲器存取單元(DMA)DMA11和12進行的。DMA11和12的操作可以獨立于CPU6的操作，以使得該CPU與其處理工作無關。ADC3、DAC7、DMA11和12都是由時鐘信號產生器4所控制。與之相對照的是CPU6是由晶體振蕩器13確定的一個時鐘所控制，而且該晶體振蕩器13的頻率實際上高出時鐘信號產生器4的頻率(例如高于100MHZ)。圖1中的裝置的更詳細的操作如下所述。CVBS輸入取樣經過DMA11存儲在用作一個循環(huán)＂緩存器＂的RAM10的一部分中。該輸入緩存器的容量相當隨意，但是要足以存儲至少幾個TV行。一個寫指針要保持寫過程的進展。當該輸入緩存器寫滿時，輸入信號的寫入將返回到輸入緩存器的起始位置。在CPU從輸入緩存器讀出每一個具有單個TV行的大小的連續(xù)的部分的同時，并將這些部分存儲在下面稱之為＂CVBS[]＂的RAM10的一部分中，請見結合圖的描述。該CPU在存儲在ROM9中的程序指令的控制下處理這樣的單一TV行。這些程序指令可以包括用于解調伴音lF的程序、用于同步恢復的程序、用于副載波再生的程序用于色解碼的程序和用于電視圖文解碼的程序等。更詳細的內容可見在此用作參考的本申請人的在先申請PHN14905。參考圖2將可見到，該同步恢復程序產生一個可變的＂Nsync＂，它包括CPU必須從輸入緩存器復制到CVBS[]陣列中的取樣數(shù)。一個讀出指針保持讀出過程的進行。由于寫入到輸入緩存器的過程是連續(xù)進行且不能停止，所以連續(xù)的單一TV行部分的讀出和處理將會比寫入過程要快，而且通過比較讀出指針和寫入指針，該程序確定什么時候必須被停止而直至充足的新取樣寫入到輸入緩存器為止。以此方式獲得時鐘信號產生器4和CPU6之間的操作的同步。CPU產生的輸出取樣存儲在稱之為＂輸出緩存器＂的RAM10的另一部分中，而如此收集在輸出緩存器中的取樣由DMA12以相似于上述的輸入緩存器的方式讀出并傳送到DA轉換器7。在通信總線8被DMA單元和CPU同時使用時，這種通信總線很容易過載。為了減少通信總線的使用和給予CPU更快的存取，提供一個高速緩存器14用于收據(jù)和指令的對于CPU的往復通信。圖2的功能圖示出包括在ROM9中的程序的一部分，該程序部分用于控制在鎖定狀態(tài)中的水平同步的恢復。俘獲狀態(tài)是由程序的另一部分(沒示出)控制，它給出水平同步脈沖的位置和所期望的行長度的估計。這可以采用一個例如最小局部取和的方法實現(xiàn)。這種方法意味著計算例如60個取樣的一個局部的取樣和。隨后該局部位移一個取樣并再次計算。當取和是最小是發(fā)出一個同步脈沖。在圖2中給出了用于處理標準的50HZ隔行625行的PAL制電視信號的預定的最佳值，以便更好理解圖2的功能圖。但是這些值應該僅被認為是一個例子。在把這些值用于實際的信源編碼時，這些值是由常量或變量名表示，以使得它們被容易地改變，例如在必須處理不同的TV制式的情況中。第一個程序模塊M1稱之為＂lpf＂接收包括在線性陣列CVBS[]中的信號取樣。該陣列包括例如用于從此已收的CVBS信號的一部分的2500個陣列單元。以13。5Mc/s進行取樣，一個標準的PAL-TV信號的一個TV行包括864個取樣，但是最好是陣列CVBS[]包括更多的空間，例如存儲多于一行和/或能夠處理其它的電視標準的信號，例如HDTV信號。程序模塊M1執(zhí)行下列的功能--首先該程序模塊低通濾波已收信號。與視頻信號相比，將被處理的同步信號是低頻信號。為了減小高頻信號信號成分和失真(例如分別是色度信號和噪聲)對于同步恢復的影響，CVBS信號的帶寬被減小到小于1MHz。低通濾波的輸出取樣存儲一個輸出陣列y[]中每一個這樣的輸出取樣都是通過把例如5個左側鄰接的取樣和5個右側鄰接的取樣添加到一個具體的CVBS(中心)取樣而得到的，每一個所具有的加重因數(shù)是距離中心取樣越遠而越小。如此獲得的濾波器是以軟件實現(xiàn)的橫向低通濾波器。--在程序模塊M1中同時對信號作亞取樣。由于和在CVBS[]中的輸入信號相比較在y[]陣列中的信號具有減小的帶寬，因此有可能通過亞取樣減少輸出取樣的數(shù)目。雖然采用較大的因數(shù)是可能的，但是在測試程序中亞取樣是以因數(shù)2進行的。在從一套(11個)相鄰的CVBS取樣產生出一個y取樣之后，隨后的y取樣是從相對于第一套不是移動一個而是移動兩個CVBS取樣取樣的新的一套(11個)相鄰CVBS取樣計算得出的。換句話說，只有每一個偶數(shù)(或奇數(shù))CVBS取樣被用作一個中心取樣來產生輸出取樣。--如圖2中所示，程序模塊M1接收一個變量＂hs_exp＂。這是一個浮點變量，指向程序期望發(fā)現(xiàn)水平同步脈沖的中心所在處的CVBS[]陣列的位置。＂hs_exp＂的值已經在將要描述的程序模塊M10(或者是通過控制該俘獲模式的程序的一部分)執(zhí)行之前的過程中計算出。程序模塊M1使用變量＂hs_exp＂的整數(shù)部分放置在y[]陣列中的固定位置或靠近該位置的同步脈沖的中心，例如在位置24，以便該陣列y[24]包括(接近)該輸出信號的中心同步取樣。--采用包括(標定)864個取樣的在CVBS[]陣列中的一個PAL-TV行，并利用因數(shù)2進行的亞取樣，輸出陣列y[]將要求至少432個單元存儲完整的輸出行。但是由于進一步的同步恢復只計算靠近最感性趣的水平同步脈沖的取樣，且因為在輸出陣列中的水平同步脈沖的位置已經是接近已知(圍繞單元24)，所以輸出陣列的長度可被考慮減少到少于一個TV行，相應節(jié)省存儲器和處理時間。在測試程序中，利用在接近位置12-36的所期望的水平同步脈沖，包括的y[]陣列只是在單元0-75。第二個程序模塊M2稱之為＂重合＂(coincidence)，接收在模塊M1中得出的y取樣和表示被估計的削波電平的一個變量＂slice_est＂這一個削波電平(最好是中間值)是在黑電平和最高同步電平之間，而且是在以下面結合程序模塊M4和M5描述的方式中的程序的執(zhí)行周期的過程中被計算的。重合模塊的用途是探明在y[]陣列中的期望的位置處(在取樣12和26之間)是否的確存在水平同步脈沖。該模塊把y取樣0-5、19-30和43-48與由變量＂slice_est＂給出的估計值比較。這在圖3a中示出。0-5和43-48這12個取樣超過削波電平的每一次以及取樣19-30之一低于削波電平的每一次，都使得在該重合模塊M2中的一個事先初始化為零的計數(shù)器(coincidence)遞增1。在結果上使得該計數(shù)器能夠獲得最大值是24，這意味著一個完好的脈沖定位在正確的位置。在判定作出模塊M3中的計數(shù)器＂coincidence＂與值19進行比較并確定如果該計數(shù)器超過該值，即如果其重合要好于19的話，將繼續(xù)執(zhí)行該描述的程序。同時地，判定作出模塊M3檢測是否變量＂ll_est＂低于一個最大的可接收行長度值940，該變量是在程序的早期執(zhí)行中計算的，表示在兩個連續(xù)水平同步脈沖之間的估計的行長度(以CVBS取樣表示)。如果重合條件或行長度條件不滿足，該程序將檢測是否有垂直脈沖同步出現(xiàn)，并隨之進入到控制垂直同步恢復的程序或返回俘獲模式。當這兩個條件都滿足時，程序進入到程序模塊M4＂削波黑電平檢測＂(slice_black_level_detect)。該模塊計算作為y取樣16-31(全部都在同步脈沖之內)的均值的最高同步電平和作為y取樣59-75(全部都在同步脈沖后沿)的均值的黑電平。該黑電平存儲在變量＂black_calc＂中。在黑電平和最高同步電平的中間值被計算并作為削波電平存儲在稱之為＂slice_calc＂中。由于如此獲得的削波電平和黑電平會由于噪聲和其它干擾的原因而發(fā)生浮動，所以這兩個值都將通過在命名為＂削波黑電平濾波＂(slice_black_filter)的程序模塊M5中作低通濾波，并且把濾波的值分別存儲在變量＂slice_est＂和＂black_est＂中。關于程序模塊M5的更詳細的描述在下給出。此時的程序進入到鎖相環(huán)路軟件實施，包括相位檢測模塊M6、環(huán)路濾波器模塊M9和振蕩器模塊M10。相位檢測模塊M6執(zhí)行通過圖3說明的下列的功能--利用由變量＂slice_est＂給出的削波電平，該模塊確定由y取樣表示的同步脈沖的前沿P1的重疊部分位置。該位置是通過把該取樣值插入到該取樣的緊鄰之前該重疊部分緊鄰之后而確定的，具有浮點精確度。--利用同步脈沖的后沿，該模塊以同樣的方式確定削波電平的重疊P2的位置。--以浮點精度把由浮點變量＂hs_exp＂表示的CVBS位置模塊轉換成對應于y[]陣列的位置。--最終該模塊計算在重疊部分前沿點P1和由＂hs_exp＂指示的位置之間的距離，并將該距離以浮點變量＂phi_0＂存儲，并以相類似的方式計算由＂hs_est＂指示的位置和后沿重疊點P2之間的距離并將該距離以一個浮點變量存儲在變量＂phi_1＂中。其中的＂phi_0＂和＂phi_1＂是由y取樣表示的。隨后，程序計算在語句M7中的＂相位差＂(phasedifference)，dphi_calc＝(phi_0-phi_1)/2，它是在重疊點P1和P2之間的同步脈沖途中的被測中心位置和由變量＂hs_exp＂給定的所希望的位置之間的相位差，它是由振蕩器模塊M10在先前TV行處理期間計算的。判定作出語句M8把該相位差和一個預定的門限(例如5個取樣)相比較，并且當該相位差低于該門限時，該程序將繼續(xù)進行環(huán)路濾波器模塊M9。如同已經介紹的那樣，當相位和行長度被處理和分別地濾波時，能夠獲得鎖相環(huán)路的更好的性能。所以程序模塊M9開始對于行長度進行計算并分別地濾波該相位差和行長度。當前行的行長度是通過下列的語句計算的ll_calc＝ll_est-2*(dphi_calc-dphi_calc1)其中的ll_est表示先前行的已經計算的和濾波的行長度，dphi_calc是在所希望的(hs_exp)和當前考查的同步脈沖被測中心之間的差，而dphi_calc1是在先前程序執(zhí)行過程中計算的相位差。因數(shù)2是出自這樣的事實，即dphi_calc和dphi_calc1是由y取樣數(shù)和在CVBS取樣中的ll_calc和ll_est數(shù)目表示的。從上述的語句中可以看到，當著先前行和當前行的相位差都是零時，先前計算的行長度被保存(ll_calc＝ll_est)。但是當著該相位差不是零但是相等時，先前發(fā)現(xiàn)的行長度顯然是正確的而因此不變，而只有該相位(即由＂hs_exp＂指示的同步脈沖的位置)需要較正。當著系統(tǒng)被鎖定時，它必須跟蹤在相位和行長度中的改變。通常標準的廣播TV信號具有良好定義的時間基準，但是可能會有非常低的信噪比。實際的行長度幾乎不變，但是被測的相位差和行長度可能會包括很大的誤差。所以，這些被測的值必須被濾波，以便使得在相位和/或行長度中的被測的改變將導致在分別的濾波-輸出值中的小得多的改變。為了做到這一點，圖2的環(huán)路濾波模塊M9包括＂ll_filter＂的功能，用于濾波計算的行長度＂ll_calc＂和輸出濾波的行長度＂ll_est＂。而且，它還包括一個功能＂dphi_filter＂，用于濾波計算的相位差＂dphi_calc＂和輸出濾波的相位差＂dphi_est＂。用于行長度濾波器＂ll_filter＂的一個循環(huán)數(shù)字濾波器最佳的軟件文本包括使用下面的Z變換H(z)=C*(1-α1-αz-1)n----I]]>其中的C是一個常數(shù)而n是一個正整數(shù)。實用上的在簡化和效率之間的兼顧是一個二階的濾波器，(n＝2)和C＝1，給出下列的z變換H(Z)H(z)=(1-α1-αz-1)2----II]]>該濾波器的-3db帶寬是fc=arccos(1+α2-(1-α)222α)·fH2π----III]]>其中的fH是例如在PAL-B制式中的15625Hz的行頻率。用于H同步恢復的一個PLL濾波器的-3db帶寬的通常值是大約200Hz。當采用較大的帶寬時將容易有低頻誤差經過該濾波器而導致波動的視頻行掃描和相應的不穩(wěn)定的圖象。另一方面，當把該帶寬設置得較小時，將要使得系統(tǒng)花太多的時間來獲得正確的同步。所以，環(huán)路濾波器的帶寬的選擇顯然是一個兼顧的問題。為了避免這種兼顧性的問題，行長度濾波器的帶寬被設置成相關一個＂收斂＂-計數(shù)器＂lcll＂計數(shù)器。這種計數(shù)器每一次遞增現(xiàn)存同步的一個預定的程度。隨著收斂計數(shù)器的增加而帶寬減小，以便使得同步恢復更為強有力而不受噪聲和其它失真的影響，正確地同步時間越長則該同步就越穩(wěn)定。一種實現(xiàn)這樣的同步的容易的方式是如下表示的那樣根據(jù)計數(shù)器＂lcll＂收斂在上述的公式中采用參數(shù)α如果lcll＜TR0α＝α0IV如果TR0≤lcll＜TR1α=1-1CONV(lcll-TR0)+11-α0----V]]>如果TR1≤lcllα=1-1CONV(TR1-TR0)+11-α0=α1----VI]]>本例中的α是一個常數(shù)和等于α0(＝0。9)，只要計數(shù)器＂lcll＂是低于TR0(＝25行)，當計數(shù)器＂lcll＂從TR0(＝25行)增加到TR1(＝1000行)，α緩慢地從α0增加到α1并且當計數(shù)器＂lcll≥TR時，α停留在α1。使用上述選擇的α0、TR0和TR1，α1的值可以通過選擇常數(shù)＂CONV＂來確定。在實際的實施例中，這一常數(shù)是設置成0。04，常數(shù)的α1＝0。997555。應該注意，α0確定起始的收斂速度而α1確定同步過程的最終的精確度。圖4示出的ll_filter的帶寬fc作為該收斂計數(shù)器的＂lcll＂的函數(shù)，其中的fh-15。625、α0＝0。90、CONV＝0。04而TR0＝25。在圖中的TR1選擇在800行，以便更為清楚地示出lcll＜25和lcll＞800的水平部分。在lcll＞800，帶寬fc則為39。52MHz。在實際的實施例中的上門限＂TR1＂可以是給出最終帶寬是3。93Hz的10000。利用這低帶寬，同步十分穩(wěn)定。表l用C-碼示出程序-函數(shù)＂ll_fiter＂用C-碼獲得的這些ll_filter很容易理解這些函數(shù)的操作。該表示出了不屬于C-碼的行號，只是為了便于理解才插入這些行號。表1的行1-6包含對于常數(shù)的定義而行8-9是就在函數(shù)ll_filter＂中使用的總體變量的說明。行11-38包括適當?shù)暮瘮?shù)＂ll_filter＂。行40示出的語句是主程序的一部分，用于調用函數(shù)＂ll_filter＂每一個的該函數(shù)的調用，在行16-27的計數(shù)器＂lcll＂遞增1，直到達到TR1的值為止。而且在這些行中的變量＂α＂的值是根據(jù)計數(shù)器＂lcll的值并按照公式IV-VI進行計算。在行29-30中的語句包括以公式I給出的Z變換的濾波器函數(shù)，并使用先前行的濾波的行長度＂ll-1＂和第二個先前行的濾波的行長度＂ll-2＂。這些行在表中的行34-35中被刷新，以便在函數(shù)＂ll_filter＂的下一次執(zhí)行中使用。在本程序(表1的行31-32)中的計數(shù)器＂lcll＂，在當著當前發(fā)現(xiàn)的被濾波的行長度＂rval＂和先前發(fā)現(xiàn)的濾波的行長度＂ll_1＂之間的差大于常數(shù)＂LL_THRESHOLD＂時，減低到0。該常數(shù)例如是0。05，即是一個CVBS取樣周期的1/20，對應于3。7ns。有可能在表中的行31的條件被滿足的每一次時不是完全復位該計數(shù)器而是利用例如一個因數(shù)10減小計數(shù)器。從上述的情況可見此方法，在TR0和TR1之間，計數(shù)器＂lcll＂遞增(加1)且因之使得在行31的條件不滿足而執(zhí)行＂ll_filter＂期間使得行長度濾波器的帶寬減小，即當維持預定的同步程度時，在目前發(fā)現(xiàn)的濾波的行長度和先前發(fā)現(xiàn)的濾波的行長度之間的差是小于(或等于)LL_THRESHOLD。經過濾波的行長度存儲在局部變量＂rval＂中，在表的行37返回到函數(shù)＂ll_filter＂并在表的行40轉移到全局變量＂ll_est＂。如前所述，計算的削波電平＂slice_calc＂和計算的黑電平＂black_calc＂都被在程序模塊M5中濾波。黑電平濾波器和削波電平濾波器都具有和行長度濾波器相同的Z變換(公式II)。以函數(shù)＂ll_filter＂計算的計數(shù)器＂lcll＂還被蚜用于減少這兩個濾波器的帶寬。在行長度濾波器和黑電平及削波電平濾波器之間的差異是，在最后兩個濾波器中的常數(shù)＂CONV＂是大于(0。25)第一個濾波器中的該常數(shù)(0。04)。該常數(shù)越大，則由計數(shù)器＂lcll＂控制而獲得的帶寬減小也越大。再回到圖2，已經看到的是環(huán)路濾波器模塊M9包括用于計算相位差的一個濾波器＂dphi_calc＂。該濾波器可以是使用公式II的Z變換的一個二階遞歸數(shù)字濾波器，并且也是相似地由計數(shù)器＂lcll＂控制，以便該鎖相環(huán)路可以變得更穩(wěn)定和更不受輸入失真的影響，存在的適當?shù)耐降臅r間越長則同步就越可靠。但是用于這種＂dphi_filter＂可用更簡單的方法。為了對此進行說明，可用觀察到鎖相環(huán)路的帶寬是取決于環(huán)路濾波器的帶寬，而且還取決于它的環(huán)路增益，換句話說，鎖相環(huán)路的帶寬可用通過降低環(huán)路濾波器的帶寬來減小，也可以用減小環(huán)路增益的方法來減小。當著環(huán)路增益被降低時，接收的輸入信號和振蕩器之間的耦合變得松散，所以噪聲和其它的存在于輸入信號中的干擾對于振蕩器的操作的影響更小，另一方面，振蕩器需要更多的時間實現(xiàn)同步。顯然，當環(huán)路濾波器的帶寬減小和環(huán)路增益被降低時的效果是相同的。所以，公式＂dphi_filter＂可以是一個相似于＂ll_filter＂的濾波器，但是更方便的是使用該＂dphi_filter＂作為一個計數(shù)器＂lcll＂控制的衰減器。表2中給出用于這種功能的C碼的一個例子。在該表中的行1-6包括使用在此函數(shù)中的全局的常量和變量，行8-23包括正確的＂dphi_filter＂函數(shù)和行25的函數(shù)調用。在間隔TR0≤lcll≤TR1的期間，變量＂α＂是隨著計數(shù)器＂lcll＂線性地增加，在行20中，相位差＂dphi_calc＂是由1/(α+1)作衰減。這意味著，當計數(shù)器＂lcll＂＂已經達到它的最大值TR1時，只有計算相位差＂dphi_calc＂部分的1/8979被作為＂dphi_est＂送到振蕩器模塊M10。應該注意到，可用一個計數(shù)器＂lcll＂控制的衰減器作為行長度濾波器。其原因是它的穩(wěn)定狀態(tài)，即系統(tǒng)被正確地同步和穩(wěn)定時，正確的行長度值必須通過濾波器傳輸且這一值應該不受計數(shù)器＂lcll＂的影響同樣的方法可用于削波電平濾波器和黑電平濾波器。注意到，這些濾波器的Z變換H(z)在零頻率(z＝1)是與α無關的(公式l中的H(1)＝C，公式II中的H(1)＝1)。另一方面，相位差＂dphi_calc＂的溫度狀態(tài)條件是零，因而不反對將一個計數(shù)器＂lcll＂控制的衰減器用于這一信號。圖2還示出一個程序模塊M9，雖然嚴格地說在鎖相環(huán)路中沒有哪一部分用于對于作為phi_0和phi_1的計算平均值的變量＂phi_calc＂進行濾波的函數(shù)＂phi_filter＂。因為phi_0+phi_1是在y[]陣列中計算的當前同步脈沖的寬度，變量＂phi_calc＂表示該脈沖的計算的半寬度。該變量在函數(shù)＂phi_filter＂中濾波以便減低噪聲和其它的干擾。在實際中的這種＂phi_filter＂是與計數(shù)器＂lcll＂完全相同并象上述描述的削波電平和黑電平濾波器那樣受該計數(shù)器＂lcll＂的控制。振蕩器模塊M10示出了下列兩個語句1.＂hs_est＝hs_exp-dphi_est＂。其中變量＂hs_exp＂是在前面的程序執(zhí)行中發(fā)現(xiàn)，并包括(在所希望的時間)當前測量的水平同步脈沖的中心位置。＂dphi_est＂是濾波過的在＂hs_exp＂和當前同步脈沖的中的之間的相位誤差，并因此該＂hs_est＂包括當前同步脈沖的中心被較正的位置。已經描述到，＂dphi_est＂僅是被測的相位差＂dphi_calc＂的一小部分。所以，較正只是部分的，以使得在大量的程序執(zhí)行期間同步逐漸地恢復到正確的位置(＝TV行)。2.＂hs_exp＝hs_est+ll_est-Nsync＂。在該語句中計算新的＂hs_exp＂值，指針到下一個同步脈沖的中心位置。只是通過將估計的行長度＂ll_est＂加到當前同步脈沖的中心位置實現(xiàn)的。Nsync是一個包括信號取樣數(shù)目的一個整數(shù)，在當前執(zhí)行周期的開始在CVBS[]中位移，并且顯然該變量＂hs_exp＂應該針對這種位移而被較正。最終，程序進入到模塊M11，包括下列語句1.＂dphi_calc1＝dphi_calc＂它是使用在環(huán)路濾波器的模塊M9中來刷新變量＂dphi_calc＂，用于下一個執(zhí)行周期。2.＂Hsync＝hs_est-2*phi_est＂。變量＂hs_est＂指到當前水平同步脈沖的中心位置。希望的是輸出一個變量＂Hsync＂指向當前水平同步脈沖的前沿。所以該＂hs_est＂是由表示當前同步脈沖的半寬度的＂phi_est＂較正。由于＂phi_est＂被表示成y[]取樣周期，所以需要與一個因數(shù)2相乘以便在CVBS[]取樣周期中作較正。變量＂Hsync＂可被用于在圖1的RAM10中定位水平同步取樣在一個正確的位置。隨后由DMA12從其中讀出，產生從DA轉換器7輸出時刻的正確位置的水平同步脈沖。這種方法的缺點是，同步脈沖不能夠以浮點的精確度產生，盡管變量＂Hsync＂具有浮點精度。一種最佳的方法是使用變量＂Hsync＂內插視頻信號取樣(通過使用DSP在彩色解碼之前或之后)，以便每一個TV行包括視頻信號取樣的恒定數(shù)目，例如每一個圖象行720個Y取樣，360個U取樣和360個V取樣。隨后，不是控制同步脈沖的位置而是把＂Hsync＂用于控制視頻信號的時間基準，同時固定同步脈沖的位置。3.＂Nsync＝2*ll_est-Nsync+hs_est-48＂。該語句計算Nsync的新值，即必須在下一個執(zhí)行周期開始之時復制到CVBS[]中的輸入取樣的數(shù)目。可見，在鎖定的同步狀態(tài)中hs_est收斂于48而Nsync收斂于ll_est。如果判定作出模塊M8中出現(xiàn)計算的相位差＂dphi_calc＂是大于(例如)5，則該程序將不執(zhí)行描述的環(huán)路濾波模塊M9而是通過模塊M9a，M10a和M11a，以使得明顯錯誤的phi_0，phi_1和dphi_calc不再被使用。而是對于在先執(zhí)行周期中找到的原始的值ll_est、dp_est和phi_est，再次使用在其中包括和模塊M10相同的語句的模塊M10a中產生新的hsest和hs_exp值。在模塊M9a中的收斂計數(shù)器lcll減1。在M10a執(zhí)行之后，程序執(zhí)行模塊M11a，除去變量＂dphi_calc1＂不再被置成等于(錯誤的)＂dphi_calc＂值而是置成0之外，該模塊和模塊M11是相同的?？梢钥吹剑S多改進可在上述給出的實施例上進行而不背離本發(fā)明的精神范圍。例如，不同時使用受到計數(shù)器＂lcll＂計數(shù)控制的＂ll_filter＂和dphi_filter＂，而是只使得這兩個濾波器之一受控。而且，不是象上述的那樣使用雙重環(huán)路(相位和行長度)PLL，而是使用單一的環(huán)路濾波器PLL，其中的帶寬控制是響應計數(shù)器＂lcll＂計數(shù)的結果。在此情況中，不可能控制環(huán)路的增益，因為在穩(wěn)定的鎖定狀態(tài)中的在振蕩信號和接收信號之間的相位差通常不是零。需要一個相位差將振蕩器從自然頻率拉到接收信號的頻率。在權利要求中的任何所附的參考符號都不能被理解為對于范圍的限制。本說明書包括表1和表2以及相應的附圖表示本發(fā)明的軟件實施方案。注意到，這種軟件實施方案遠比硬件實施方案要經濟和靈活得多。表1程序函數(shù)＂ll_filter＂的C-編碼</tables>表2程序函數(shù)″dphi_filter″的C-編碼</tables>權利要求1.利用一個鎖相環(huán)路裝置從已收的TV信號恢復水平同步的一種方法，所說的方法包括的步驟有產生一個循環(huán)振蕩信號，對所說的振蕩信號和所說的已收的TV信號的水平同步脈沖作相位比較，對相位比較的結果進行低通濾波并使用相位比較的濾波的結果控制振蕩信號的產生，以便減小在振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間的相位誤差；其特征在于步驟對周期數(shù)目進行計數(shù)，在此期間在所說的振蕩信號(hs_exp)和已收TV信號的水平同步脈沖之間保持一個預定的同步程度，以及響應所說的計數(shù)結果(lcll)控制所說的鎖相環(huán)路的帶寬，以便在所說的周期數(shù)目增加的同時逐步降低所說的帶寬。2.根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于利用該相位比較的結果(dphi_calc)產生指示所說的振蕩信號的周期長度的一個信號(ll_calc)；對于如此獲得的該長度指示信號進行低通濾波，并采用經過濾波的長度指示信號(ll_est)來控制所說的振蕩信號(hs_exp)的產生，從而利用所說的計數(shù)結果(lcll)控制該低通濾波器的帶寬(fc)。3.根據(jù)權利要求2的方法，其特征在于，對于該長度指示信號的低通濾波的零頻率轉移保持不受帶寬控制的影響。4.根據(jù)權利要求3的方法，其特征在于長度指示信號的低通濾波是一個數(shù)字濾波，具有的Z-變換函數(shù)是C*(1-α)n/(1-α/z)n其中的C是常數(shù)，n是一個正整數(shù)，α受計數(shù)結果的控制。5.根據(jù)權利要求2的方法，使用相位比較的結果(dphi_calc)附加地控制所說的振蕩信號的相位，其特征在于該計數(shù)的結果控制所說的相位控制。6.根據(jù)權利要求5的方法，其特征在于，當所說的周期的數(shù)目增加時，計數(shù)的結果(lcll)逐步地衰減對于振蕩信號的相位控制。7.根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于在所說的周期的一個第一數(shù)目(≤TR0)期間所說的鎖相環(huán)路的帶寬被保持恒定，而在周期的第一個二數(shù)目期間(TR0→TR1)被逐漸朝向一個較低的電平減小，并在周期的數(shù)目超過所說的第二數(shù)目時(≥TR1)被再次保持恒定在該較低的電平。8.根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于當著同步的預定程度不再存在時，鎖相環(huán)路的帶寬被增加。9.根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于從已收TV信號檢測一個削波電平(slice_calc)，對于該削波電平進行低通濾波，在對于所說的振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖的相位比較中使用該濾波的削波電平(slice_est)、計數(shù)的結果(lcll)對于該削波電平濾波(slice_black_filter)帶寬進行附加控制，以便當所說的周期數(shù)目增加時逐步地減小該帶寬。10.利用一個鎖相環(huán)路裝置從已收的TV信號恢復水平同步的一種裝置，所說的裝置包括用于產生一個循環(huán)振蕩信號裝置，對所說的振蕩信號和所說的已收的TV信號的水平同步脈沖作相位比較的裝置，對相位比較的結果進行低通濾波并使用相位比較的濾波的結果控制振蕩信號的產生裝置，以便減小在振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間的相位誤差；其特征在于本裝置包括對周期數(shù)目進行計數(shù)的裝置，在此期間在所說的振蕩信號(hs_exp)和已收TV信號的水平同步脈沖之間保持一個預定的同步程度，以及響應所說的計數(shù)結果(Icll)控制所說的鎖相環(huán)路的帶寬裝置，以便在所說的周期數(shù)目增加的同時逐步降低所說的帶寬。11.根據(jù)權利要求10的裝置，其特征在于，包括一個數(shù)字信號處理器(5)和一個存儲器(9)，存儲器包括一個被存儲的程序，用于控制裝置的操作。12.包括一個存儲的程序的存儲介質，用于控制一個采用鎖相環(huán)路從已收的TV信號恢復水平同步的處理器，所說的水平同步的恢復包括的步驟有產生一個循環(huán)振蕩信號，對所說的振蕩信號和所說的已收的TV信號的水平同步脈沖作相位比較，對相位比較的結果進行低通濾波并使用相位比較的濾波的結果控制振蕩信號的產生，以便減小在振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間的相位誤差；所說的水平同步的恢復的特征在于對周期數(shù)目進行計數(shù)，在此期間在所說的振蕩信號(hs_exp)和已收TV信號的水平同步脈沖之間保持一個預定的同步程度，以及響應所說的計數(shù)結果(lcll)控制所說的鎖相環(huán)路的帶寬，以便在所說的周期數(shù)目增加的同時逐步降低所說的帶寬。13.一種包括有用于控制一個信號處理器的操作的程序的一個信號，采用一個鎖相環(huán)路從一個已收的TV信號中恢復水平同步，所說的程序包括的步驟有產生一個循環(huán)振蕩信號，對所說的振蕩信號和所說的已收的TV信號的水平同步脈沖作相位比較，對相位比較的結果進行低通濾波并使用相位比較的濾波的結果控制振蕩信號的產生，以便減小在振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間的相位誤差；所說的程序的特征在于步驟對周期數(shù)目進行計數(shù)，在此期間在所說的振蕩信號(hs_exp)和已收TV信號的水平同步脈沖之間保持一個預定的同步程度，以及響應所說的計數(shù)結果(lcll)控制所說的鎖相環(huán)路的帶寬，以便在所說的周期數(shù)目增加的同時逐步降低所說的帶寬。14.一種顯示設備，包括帶有顯示屏幕的顯示裝置；利用一個鎖相環(huán)路裝置從已收的TV信號恢復水平同步的裝置，所說的恢復裝置包括用于產生一個循環(huán)振蕩信號的裝置，對所說的振蕩信號和所說的已收的TV信號的水平同步脈沖作相位比較的裝置，對相位比較的結果進行低通濾波的裝置，使用相位比較的濾波的結果控制振蕩信號的產生裝置，以便減小在振蕩信號和已收TV信號的水平同步脈沖之間的相位誤差，以及用于提高與振蕩信號相關的水平掃描線性的裝置，和一個編址單元，用于接收用于確定TV信號在顯示屏幕上的水平位置的水平掃描信息，其特征在于，該顯示裝置還包括對周期數(shù)目進行計數(shù)的裝置，在此期間在所說的振蕩信號(hs_exp)和已收TV信號的水平同步脈沖之間保持一個預定的同步程度，以及響應所說的計數(shù)結果(lcll)控制所說的鎖相環(huán)路的帶寬裝置，以便在所說的周期數(shù)目增加的同時逐步降低所說的帶寬。全文摘要使用一個PLL從TV信號恢復水平同步的一個方法、裝置和存儲介質。其中的同步的預定程度存在的期間的周期數(shù)被計數(shù),且當所說的周期數(shù)目增加時,該計數(shù)的結果降低PLL的帶寬。文檔編號H04N5/932GK1198287SQ97190952公開日1998年11月4日申請日期1997年5月27日優(yōu)先權日1996年6月6日發(fā)明者C·C·A·M·范佐申請人:菲利浦電子有限公司