專利名稱：使用“通過合成進(jìn)行的分析”的多頻道接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的領(lǐng)域本發(fā)明涉及用于多個獨(dú)立信號的無線接收系統(tǒng)，例如，蜂窩無線電話基站，地面移動無線臺，以及通信衛(wèi)星。
本發(fā)明的背景多頻道接收系統(tǒng)的最普通形式是對每個要被接收的頻道使用一個接收機(jī)鏈，例如超外差接收機(jī)。現(xiàn)有技術(shù)包含了在幾個接收機(jī)處理鏈之間共用部件的例子，特別是可以使用共用天線，以及共用的寬帶低噪聲天線分布放大器，它放大多個接收信號的總和，然后把放大的結(jié)果分路到分開的接收鏈。電視信號從共用天線被分布到公寓樓的每個公寓就是這種技術(shù)的一個例子。
現(xiàn)有技術(shù)也包含單個接收機(jī)鏈的例子，它處理在時間上以時分多址(TDMA)順序地接收的來自多個發(fā)射機(jī)的信號，或者是在碼分多址(CDMA)情形下重疊地同時接收的信號。后者對于前者的缺點(diǎn)在于，信號必須以多多少少相同的強(qiáng)度被接收，以避免互相干擾得太厲害。后者的缺點(diǎn)可通過使用在美國專利No.5,151,919中所公開的相減解調(diào)的技術(shù)來克服，在其中強(qiáng)信號先被解調(diào)，然后，在試圖解調(diào)較弱的信號之前減去它。


圖1顯示了按照已知技術(shù)的真正的多信號接收機(jī)。在天線10處接收多個信號，并由在想要的頻帶上的帶通濾波器11處理。然后信號由低噪聲放大器12放大，并在濾波器13中被進(jìn)一步濾波，以去除鏡頻信號。被濾波的信號在下變頻器16中通過在混頻器15中和來自本地振蕩器14的信號進(jìn)行混頻而被下變頻，以產(chǎn)生中頻信號，更便于進(jìn)一步的處理。中頻信號通過使用IF(中頻)帶通濾波器17被進(jìn)一步濾波，然后在對數(shù)放大器-檢波器電路18中被放大，以產(chǎn)生硬限幅信號以及和瞬時多個信號幅度的對數(shù)有關(guān)的瞬時無線信號強(qiáng)度指示(RSSI)。硬限幅輸出信號通過使用轉(zhuǎn)換器20可被轉(zhuǎn)換為與瞬時多信號相位有關(guān)的數(shù)字樣本流，轉(zhuǎn)換器20可以替換地采用按照美國專利No.5,148,373的直接相位數(shù)字化，或在濾波器19中的低通濾波以去除諧波以后，新的相對恒定幅度的正弦波信號可被正交采樣和模-數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換，以產(chǎn)生數(shù)字采樣形式的相位相關(guān)的信號SIN(Φ)和COS(Φ)。同時RSSI信號通過使用A/D轉(zhuǎn)換器21被數(shù)字化，以及將對數(shù)幅度和相位相關(guān)的信號被加到數(shù)字信道化處理器。在美國專利No.5,048,059中描述了通過對于相位相關(guān)的和幅度相關(guān)的信號的數(shù)字化而對任意信號數(shù)字化的技術(shù)，該專利在此引用，以供參考。對數(shù)極坐標(biāo)技術(shù)被特別地設(shè)計(jì)來允許任意瞬時幅度的信號以恒定百分比的精度被真實(shí)地轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式，而不必預(yù)制它們的電平，以便通過使用自動增益控制信號(AGC)的反饋來設(shè)置放大器增益。這樣，現(xiàn)有技術(shù)的對數(shù)極座標(biāo)技術(shù)被特別設(shè)想成便于實(shí)現(xiàn)獨(dú)有的用于信號接收系統(tǒng)的前向反饋結(jié)構(gòu)，這與尋求最大化地利用反饋信號的本發(fā)明相反。
在現(xiàn)有技術(shù)中，數(shù)字信道化處理器22具有分析復(fù)合接收信號的任務(wù)，以便分出在不同信號頻率上具有不同調(diào)制的信號。在這些分開的信號之間電平上的不一致，是生產(chǎn)按照圖1所示的現(xiàn)有技術(shù)的多信道接收機(jī)時的主要技術(shù)挑戰(zhàn)之一。模-數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換技術(shù)具有有限的精度，它限制了可被表示的最大信號的動態(tài)范圍，而可被表示的最小信號取決于所使用的最低有效位的位數(shù)。當(dāng)最大和最小信號同時出現(xiàn)在天線上時，大信號對使用比特精度起主要作用，而較小的信號可能只是偶爾改變一個最低有效位。有限精確度也造成量化噪聲的現(xiàn)象，量化噪聲將由數(shù)字精度和必須被接納的最大信號來確定，且如果信號電平不一致度太大，或精度不合適，可能會丟失弱信號。
數(shù)字信道化處理器22也必須能從可能占用相鄰信道的小信號中適當(dāng)?shù)罔b別出大信號。這種所謂的相鄰信道選擇是處理器22數(shù)字式地完成的多頻道帶通濾波操作的復(fù)雜度的函數(shù)。原則上，用來把復(fù)合的多頻率信號分離出組成的單頻信號的多頻道濾波器完成富立葉變換(FFT)。為此目的，有可能采用熟知的計(jì)算上有效的快速富立葉變換算法。FFT算法作用在相應(yīng)于一個時間間距的樣本塊上，該時間間距是至少一倍于所需要的頻率分辨率的倒數(shù)。然而，變換這個最小長度的塊在現(xiàn)有技術(shù)中并不能提供良好的相鄰信道選擇性。數(shù)學(xué)上可以證明，有效地被構(gòu)成來分出每個單獨(dú)的信號的選擇性濾波器具有頻率選擇性響應(yīng)曲線，它本身是加到所使用的樣本塊的樣本上的加權(quán)函數(shù)的富立葉變換。還可以證明，只有當(dāng)所處理的塊長度被延伸，以使得所述加權(quán)函數(shù)可被截?cái)嗷蛳蛑鴫K的邊緣以平滑方式趨于零時，頻率選擇性響應(yīng)曲線才達(dá)到較陡削度的選擇性。加權(quán)函數(shù)結(jié)尾的時間間距越長，則頻率選擇性響應(yīng)曲線越陡削，反之亦然。這樣，F(xiàn)FT算法必須被設(shè)計(jì)來處理比最小長度大得多的塊，以便提供可接受的相鄰信道選擇性，這增加了系統(tǒng)的成本。
通過實(shí)現(xiàn)這里所描述的本發(fā)明，可克服現(xiàn)有技術(shù)的以上的缺點(diǎn)。
本發(fā)明的概要按照傳統(tǒng)想法，接收系統(tǒng)包括在天線處接收信號，濾波，放大，以及在通過使用數(shù)字邏輯電路把它解調(diào)和譯碼之前，先把它轉(zhuǎn)換為可能的數(shù)字形式。在這種方法中，信號以正方向從天線流向最后輸出端，即把一個處理級的結(jié)果向前送到下一級。
為了通過使用新穎技術(shù)得到性能和成本的優(yōu)點(diǎn)，本發(fā)明不同于傳統(tǒng)方法，其中信號從系統(tǒng)輸出端流向天線，這個技術(shù)被稱為“通過合成進(jìn)行分析”?！巴ㄟ^合成進(jìn)行分析”是一種多次反饋的形式，其中從多信號的估值計(jì)算出的反饋信號，例如，通過反相輻射該信號而從實(shí)際接收信號中被減去，這樣它抵消了在天線處接收的信號。然后，在天線處接收的信號的任何未被抵消的分量例如通過富立葉分析被識別，并被用來更新多信號估值。連續(xù)校正的多信號估值被輸出，用于進(jìn)一步處理，例如解調(diào)和譯碼。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)是從減小接收的信號電平到一個不需要高動態(tài)范圍的電路就可被放大和處理的低的均勻電平(誤差信號)而得到的。
按照本發(fā)明的一個實(shí)施例，公開了利用信號處理系統(tǒng)中的負(fù)反饋以改進(jìn)可被處理的信號電平范圍的一種方法。首先，從輸入信號中減去反饋信號，以構(gòu)成差值信號。然后，分析所述差值信號，以便把差值信號分解為多個所減小的帶寬的構(gòu)成誤差分量。然后，誤差分量被用來提取輸入信號的相應(yīng)的所減小的帶寬的構(gòu)成分量的估值。并使用所述估值來產(chǎn)生所述反饋信號。
按照本發(fā)明的另一個實(shí)施例，公開了．用于多個無線信號的接收系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括用于接收無線信號的裝置。相減的耦合裝置把反饋信號相反地耦合到接收信號，以產(chǎn)生剩余信號。信號分析裝置分解所述剩余信號為多個構(gòu)成分量。信號估值裝置使用所分解的構(gòu)成分量以提取無線信號的相應(yīng)的構(gòu)成分量的估值。最后，信號合成裝置使用估值來產(chǎn)生反饋信號。
附圖概述現(xiàn)在將以示例方式參照附圖以及本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，更詳細(xì)地說明本發(fā)明，其中圖1顯示現(xiàn)有技術(shù)的多信號接收機(jī)；圖2顯示按照本發(fā)明的通過合成進(jìn)行分析的接收機(jī)的方框圖；圖3(a)-3(c)顯示按照本發(fā)明的一個實(shí)施例把合成信號與接收信號相耦合以產(chǎn)生誤差信號的替換裝置；圖4顯示按照本發(fā)明的一個實(shí)施例的誤差分析部分；圖5顯示按照本發(fā)明的一個實(shí)施例的信號合成部分；以及圖6顯示按照本發(fā)明的一個實(shí)施例的改進(jìn)的D/A轉(zhuǎn)換方法。
詳細(xì)描述現(xiàn)在參照圖2，描述本發(fā)明的基本原理。圖2顯示把多個接收信號接收到相減的耦合裝置30中。耦合裝置30從接收信號中減去由信號合成器34產(chǎn)生的多信號波形，留下剩余的誤差信號，它由多信號誤差分析器31分析。如果，例如，在無線頻譜中某處的30MHz帶寬被分成，例如，1000個30KHz寬的頻道，潛在地，來自不同發(fā)射機(jī)的信號可在每個頻道被接收。假定每個信號以合理的精度位于每個頻道的中心，但其頻譜可由調(diào)幅，調(diào)相或二者的組合而被擴(kuò)頻占用其整個分配的30KHZ頻道。例如，調(diào)制可包括按照美國AMPS蜂窩標(biāo)準(zhǔn)由模擬語音信號進(jìn)行的調(diào)頻，或按照美國數(shù)字蜂窩標(biāo)準(zhǔn)IS-54的相位和幅度都變化的π/4-DQPSK調(diào)制。然而，在所有這些情況中，比起接收系統(tǒng)的整個的30MHz帶寬，調(diào)制結(jié)果是在每個窄頻帶的30KHz寬的信號以相對慢的速率改變。因而，每個信號的相位和幅度估值原則上只需要在大約每30μS內(nèi)更新，以便跟上調(diào)制的變化。然而，本發(fā)明包括以比最小速率更大的速率更新估值，以便達(dá)到精確的跟蹤。
每個信號的相位和幅度的當(dāng)前估值被保持在存儲器33中。信號估值是以極坐標(biāo)形式(幅度和相位)，以先前所述的對數(shù)極坐標(biāo)形式(對數(shù)幅度和相位)，以直角坐標(biāo)X,Y，或I+jQ形式，還是以某些其它復(fù)數(shù)表示形式被保存，是設(shè)計(jì)選擇的事項(xiàng)。因而，在存儲器33中相應(yīng)于每個信道頻率有一個復(fù)數(shù)存儲單元。存儲和更新所存儲復(fù)數(shù)的估值的時間導(dǎo)數(shù)，例如(dI/dt,dQ/dt)；(dA/dt,dPHI/dt)或這些的任一組合以及它們的更高階導(dǎo)數(shù)，也會是有利的。
多信號誤差分析器31把來自相減耦合裝置30的剩余信號分解成在每個信道頻率上的誤差頻率分量，以及把每個頻率分量分解成其復(fù)數(shù)部分，例如，實(shí)部和虛部，或有關(guān)的幅度和相位部分。這個功能可借助于FFT運(yùn)算來完成，它估值其中心在每個信道頻率上的余弦波和正弦波的總量，這些波是為構(gòu)成在某些分析窗上的當(dāng)前的誤差信號所需要的。最小的分析窗的時間寬度是信道間隔的倒數(shù)，即約為33μS。以上說明的現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)是，通過使用該最小長度窗實(shí)行的富立葉分析并不提供在相鄰頻道中根本不同的電平的信號之間的適當(dāng)?shù)蔫b別。然而，按照本發(fā)明的主要原理，富立葉分析不適用于根本不同的電平的接收信號，但適用于剩余誤差信號，在相減的耦合裝置30中根本不同的電平的信號從這些剩余誤差信號中被除去，或被大大地壓縮。因而，一種簡單得多的非滑窗的FFT可用于多信號誤差分析器31。
被保持在存儲器33中的多信號估值由校正裝置32利用對由誤差分析器31提供的剩余誤差信號的分析而被更新。所分析的誤差值表示，每個信號頻率上的實(shí)部和虛部分量應(yīng)當(dāng)被調(diào)整多少，以使得減小剩余信號的總能量。調(diào)整信號的實(shí)部和虛部分量，構(gòu)成了所謂的直角座標(biāo)控制環(huán)。如果，另一方面，信號的幅度和相位的估值被調(diào)整，這就是所謂的極座標(biāo)環(huán)。這樣，本發(fā)明在一個實(shí)施例中可包括大量直角座標(biāo)控制環(huán)，接收頻帶的每個構(gòu)成頻道分量一個直角座標(biāo)控制環(huán)，或在另一個實(shí)施例中可包括大量極座標(biāo)環(huán)。
替換地，可采取使頻道上的最大誤差最小化的方法，而不是試圖使所有誤差都最小化，其中有些誤差可能早已經(jīng)處在噪聲電平。這些不同的方法都可被認(rèn)為是處在本發(fā)明的總的范圍和精神內(nèi)。
在存儲器33中的校正的信號估值可供多信號合成器34使用，多信號合成器34使用這些信號估值，以作出對于每個信道中的信號的最佳近似，它對于緊接著的過去和未來是正確的。該近似對于某個等于頻道帶寬倒數(shù)的一部分的將來的時間將是精確的，但在等于頻道帶寬倒數(shù)的相應(yīng)時間以后，它將趨向于變得不精確。這樣，本發(fā)明包括產(chǎn)生新的誤差分析，和以30KHz的信道間隔的倍數(shù)的速率完成對信號估值的更新，例如以120KHz或240KHz或更高。當(dāng)然，使用時間導(dǎo)數(shù)可有助于信號合成器34以比未使用導(dǎo)數(shù)時更高的精度隨心所欲地更新。
信號合成器34利用每個信號的實(shí)部和虛部的每個估值，以確定其中心在它們的各個信道頻率上的相應(yīng)的余弦波和正弦波的幅度，然后，所有加權(quán)的余弦波和正弦波的總和形成了被饋送到相減耦合裝置30的組合波形。信號合成器也可通過使用高速運(yùn)算邏輯電路執(zhí)行數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)的反FFT運(yùn)算。替換地，它可包括離散富立葉變換運(yùn)算，它可計(jì)算在任意有限時間柵格上的信號樣本，以提供對連續(xù)信號的較好近似。
以上描述的本發(fā)明是一種負(fù)反饋的形式，以便通過要求放大裝置只放大在輸入信號和反饋信號之間的誤差來減小在信號放大裝置中的失真。然而，傳統(tǒng)的負(fù)反饋放大器對于構(gòu)建多信號接收機(jī)的問題幾乎沒有貢獻(xiàn)，以及非常寬帶的高增益反饋系統(tǒng)由于環(huán)路的延時很難保持穩(wěn)定運(yùn)行。這樣，本發(fā)明可被描述為包括多個反饋環(huán)的子頻帶反饋系統(tǒng)，每個反饋環(huán)涉及要被處理的信號帶寬的一小部分，這樣，環(huán)路延時相對于窄的信道帶寬的倒數(shù)才是重要的，而相對于整個的30MHz的帶寬是不重要的。
圖3(a)-(c)顯示了可被用于本發(fā)明的相減耦合裝置30的三個替換實(shí)施例，但是這些并不表示對可能裝置的窮盡。圖3a表示借助于天線40接收信號，和通過使用靠近天線40的輔助天線41再輻射信號，這樣，天線40接收與所接收的信號反相的所輻射的信號，形成誤差信號，然后它被誤差分析器31處理。這樣，相減耦合裝置30可包括圖3(a)主接收天線40和輔助輻射天線41的組合。
圖3(b)顯示通過天線10和限帶濾波器11接收信號，然后，通過使用定向耦合器把濾波的信號和信號合成器34的輸出相組合，在本情況下，定向耦合器是耦合裝置30。定向耦合器形成乘以電壓加權(quán)因子((1-k2)]]>)的濾波的所接收的信號和加權(quán)k的所合的信號的組合。數(shù)值k被選擇為很小，例如，1/30(-30dB耦合器)，這樣，高電平的合成信號被衰減到未放大的接收信號的低電平，因而，因子(1-k2)]]>非常接近於1，因而代表對接收信號的非常小的衰減。定向和非定向(阻抗型)耦合裝置的許多形式可被用來描述圖3(b)的一般術(shù)語“傳導(dǎo)耦合裝置”所包含，相對于圖3(a)的輻射耦合裝置。
最后，圖3(c)顯示通過使用低噪聲放大晶體管的有源耦合裝置的形式。信號在天線10處被接收，然后在限帶濾波器11中被濾波。然后信號被加到低噪聲放大器12，在本示例的情況下它包括單個場效應(yīng)晶體管。晶體管12把在其柵極上輸入的信號電壓轉(zhuǎn)換成在晶體管12的漏極端的成正比的電流。合成器34的輸出電壓通過使用類似的FET50也被轉(zhuǎn)換成電流，F(xiàn)ET50的輸出電流通過把漏極端并聯(lián)而和晶體管12的電流相組合。合成的電流與接收的信號電流相反，給出剩余誤差電流，剩余誤差電流由誤差分析器31分析，它還可包括在濾波器13，放大器14和下變頻器16中的濾波，放大和下變頻，它們都是和圖1中所示的現(xiàn)有技術(shù)的那些相類似的。
圖1的現(xiàn)有技術(shù)的裝置事實(shí)上可被用作為誤差分析器31，但是由于對強(qiáng)信號的壓縮，本發(fā)明允許一些替換例。圖4顯示一個方框圖，它是在實(shí)現(xiàn)本發(fā)明時允許用于在現(xiàn)有技術(shù)下由于動態(tài)范圍的限制而工作不滿意的情況。
通過使用放大器60,62,64和濾波器61,63，剩余信號被接連地放大和濾波，以便把誤差信號電平從噪聲電平提高到適合于數(shù)字化的普通信號電平，例如-20dBm。最后放大級64的輸出在正交混頻器65,66中和來自正交本地振蕩器67的余弦與正弦波混頻，該正交本地振蕩器67在接收系統(tǒng)的頻帶中間以中心頻率工作。優(yōu)選地，本地振蕩器67具有的中心頻率也處在頻帶中心附近的兩個頻道的中間。來自混頻器65,66的輸出信號I和Q，每個具有帶寬從零延伸到半個總帶寬的帶寬，然后這些信號以至少兩倍于最高頻率的奈奎斯特速率采樣，該采樣速率至少等于頻道帶寬，然后，通過使用A/D轉(zhuǎn)換器68,69被數(shù)字化。由于誤差信號標(biāo)稱地為零，A/D轉(zhuǎn)換器65,66在信號電平上沒有大的偏差要克服，這樣只需要受限制的精度，例如，4-8比特。數(shù)字化的I,Q值的數(shù)據(jù)流被送到FFT處理器70，它收集復(fù)數(shù)樣本塊，例如1024個接連的樣本，用于處理來分析誤差信號。
例如，假定要被分析的總的信號帶寬大約為30MHz,I,Q采樣率是30．72MHz以及要分析1024個樣本塊。分析的結(jié)果描述了在組合信號的每個30KHz的帶寬段(即頻道)中的誤差信號能量。如果接連的塊不重疊，那么這樣的分析每33.333μS進(jìn)行一次。然而，重疊的接連塊或1024個樣本允許更經(jīng)常地更新所進(jìn)行的誤差分析，這是有利的。由于1024-點(diǎn)FFT機(jī)的完全并行的數(shù)字邏輯結(jié)構(gòu)可被實(shí)現(xiàn)，它允許在把I,Q數(shù)據(jù)比特順序最低有效位首先加到輸入端所費(fèi)的時間內(nèi)進(jìn)行1024-點(diǎn)的分析，所以實(shí)際上對于每32個樣本的重疊分析沒有限制，因而，在剛超過1μS的間隔內(nèi)得到誤差分析。
對于1024個頻率點(diǎn)(frequency bin)的每個頻點(diǎn)，誤差分析由一個I誤差和一個Q誤差組成。誤差最好通過更新對于每個頻點(diǎn)的I導(dǎo)數(shù)和Q導(dǎo)數(shù)來校正，它確定了先前的I和Q值將被增加或減少的速率。這構(gòu)成了用于校正每個I、Q值的二階反饋系統(tǒng)，但是一階反饋系統(tǒng)可以不用導(dǎo)數(shù)而被建成，或高階反饋控制系統(tǒng)系統(tǒng)也可通過使用二階或高階導(dǎo)數(shù)而被設(shè)計(jì)出。
圖5顯示了通過使用一階控制I,Q信號估值的信號合成器。分析的誤差以數(shù)字值dIi,dQi進(jìn)入DFT機(jī)90，并且連同先前的I,Q值一起被加到I和Q相加器82,83，以便使存儲寄存器80,81中的存儲值Ii,Qi加上或減去增量。然后，校正后的值Ii,Qi被加到乘法器78,79，在其中它們分別乘上從存儲表或存儲器(圖上未示出)中選出的余弦波形和正弦波形的數(shù)字樣本。在D/A轉(zhuǎn)換器74,75中進(jìn)行D/A轉(zhuǎn)換之前，來自所有I乘法器78的相乘后的值在I-相加器76中被相加，而Q的相乘值在相加器77中被相加。D/A轉(zhuǎn)換器必須具有合成信號(也就是復(fù)合的接收信號)的預(yù)期的完全的動態(tài)范圍，然而，構(gòu)成高動態(tài)范圍的D/A轉(zhuǎn)換器比起構(gòu)成高動態(tài)范圍的A/D轉(zhuǎn)換器更容易。可被用來構(gòu)成適合于本發(fā)明使用的具有改進(jìn)性能的D/A轉(zhuǎn)換器的有些發(fā)明性技術(shù)將借助于圖6在后面描述。
然后，D/A轉(zhuǎn)換后的復(fù)合的I,Q信號連同正交本地振蕩器信號一起加到正交調(diào)制器71,72，它們最好由用于下變頻的同一個本地振蕩器67所產(chǎn)生。調(diào)制器輸出信號的和值用相加器73形成，相加器73可僅由調(diào)制器71,72的電流源的輸出端的并聯(lián)組成。所調(diào)制的信號以高電平產(chǎn)生，例如，-10dBm，因而，為用于與接收信號相減地耦合必須被衰減，以便電平匹配。這可通過使用衰減器84和通過選擇耦合裝置30中的耦合系數(shù)來完成。所提供的總的衰減也有利地衰減了由信號合成過程產(chǎn)生的噪聲，例如D/A轉(zhuǎn)換器74,75的量化噪聲。
在乘法器中被乘以各自的余弦或正弦值的I或Q值Ii,Qi被耦合到選擇性相加器95。選擇性相加器95選擇歸類到三個幅度組的要被相加的相同幅度的值。數(shù)值的幅度歸類是由最高非零有效比特來確定的，即以2的補(bǔ)碼標(biāo)記，以比特位的降序遇到的第一個比特，它具有與較高有效比特相反的極性。選擇性相加器95順序掃描1024個被乘值的每一個，并根據(jù)每個值的幅度把它加到三個累加器中的一個累加器上。例如，假定所有被乘的I值是8比特長，具有第6比特或以上比特為非零有效位的那些值被加到第一累加器，具有第4或第5比特為非零有效位的那些值被加到第二累加器，具有第3比特或以下比特為非零有效位的那些值被加到第三累加器。然后，三個累加器的內(nèi)容通過使用各自的12比特分辨率的轉(zhuǎn)換器92,10比特分辨率的轉(zhuǎn)換器93,和8比特分辨率的轉(zhuǎn)換器94而被D/A轉(zhuǎn)換。然后，三個D/A轉(zhuǎn)換器的模擬輸出信號在加法器91中被相加。本領(lǐng)域的技術(shù)人員可作出以上實(shí)施例的許多變例，例如通過使用具有同樣數(shù)目(比如12)的比特分辨率的D/A轉(zhuǎn)換器，以及在加法器91中被相加之前換算它們的輸出。這樣的變例也包括例如只選擇最大的16個Ii或Qi值被加到第一D/A轉(zhuǎn)換器，按幅度次序接著的128個值被加到第二D/A轉(zhuǎn)換器，以及其余的被加到第三D/A轉(zhuǎn)換器。
另一個變例是把分開的正交調(diào)制器和每個分開的A/D轉(zhuǎn)換器相聯(lián)系，以及以適當(dāng)?shù)墓潭ǖ目s放比例相加它們各自的模擬輸出。
以上的描述集中在把頻譜分解為多個構(gòu)成頻道，每個包含一個獨(dú)立的信號。然而，另外也可能把信號分解成其它的正交波形集，例如Walsh-Hadamard函數(shù)。也有可能使用本發(fā)明，用來接收直接序列擴(kuò)頻信號，它們必須通過把所接收的信號和多個擴(kuò)頻碼進(jìn)行相關(guān)而被分解。分析裝置31因而可包括和多個擴(kuò)頻接入碼相關(guān)，而信號合成器可包括產(chǎn)生多個擴(kuò)頻合成碼。在這種情況下，多信號估值校正裝置32不但可包括為每個特定碼校正復(fù)數(shù)加權(quán)因子，而且還包括通過使用延時鎖定環(huán)校正所述碼的時延。替換地，相應(yīng)于延時的回波或未校正的系統(tǒng)延時的每個碼的不同時間漂移的復(fù)數(shù)總量可被存儲和獨(dú)立地更新。
雖然已描述和說明了本發(fā)明的具體實(shí)施例，但應(yīng)當(dāng)看到，本發(fā)明并不限于這些，因?yàn)楸绢I(lǐng)域的技術(shù)人員可作出各種修改。對本專利申請的任何和所有的修改都將在此處公開的和所要求的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1．用于多個無線信號的接收系統(tǒng)，包括用于接收所述無線信號的裝置；相減的耦合裝置，用于把反饋信號相反地耦合到所述接收信號，以產(chǎn)生剩余信號；信號分析裝置，用于分解所述剩余信號為多個構(gòu)成分量；信號估值裝置，通過使用所述分解的構(gòu)成分量提取所述無線信號的相應(yīng)的構(gòu)成分量的估值；以及信號合成裝置，通過使用所述估值產(chǎn)生所述反饋信號。
2．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述構(gòu)成分量包括在不同信道頻率上調(diào)制的信號。
3．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述構(gòu)成分量包括以不同擴(kuò)頻代碼編碼的信號。
4．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述構(gòu)成分量包括在不同信道頻率上調(diào)制的和以不同直接序列擴(kuò)頻碼擴(kuò)頻的信號。
5．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中用于接收所述無線信號的裝置包括天線或天線陣。
6．按照權(quán)利要求5的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述相減的耦合裝置包括在所述接收天線裝置附近的輔助輻射天線。
7．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述相減的耦合裝置包括定向耦合器。
8．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述相減的耦合裝置包括使用低噪聲放大器器件的有源耦合裝置。
9．按照權(quán)利要求8的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述有源耦合裝置包括以反相組合兩個放大器的輸出。
10．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號分析裝置包括模-數(shù)轉(zhuǎn)換裝置。
11．按照權(quán)利要求10的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號分析裝置還包括數(shù)字富立葉變換裝置。
12．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號估值裝置包括多個直角座標(biāo)(笛卡爾)控制環(huán)。
13．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號估值裝置還包括多個極座標(biāo)環(huán)。
14．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號合成裝置包括由數(shù)字邏輯電路實(shí)行的數(shù)字離散富立葉變換。
15．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號合成裝置包括正交調(diào)制器。
16．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號合成裝置通過使用高速運(yùn)算邏輯電路實(shí)行反快速富立葉變換運(yùn)算。
17．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號合成裝置還包括放大和濾波裝置，用于把所述剩余信號提高到合適的電平；正交下變頻裝置，用于把所述放大的剩余信號變換成基帶I和Q信號；以及雙信道模-數(shù)轉(zhuǎn)換裝置，把所述I扣Q信號變換成相應(yīng)的數(shù)字樣本序列；
18．按照權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述信號合成裝置包括把所述剩余信號變換為復(fù)數(shù)數(shù)字樣本的代表序列。
19．利用信號處理系統(tǒng)中的負(fù)反饋以改進(jìn)可被處理的信號電平范圍的一種方法，包括以下步驟從輸入信號中減去反饋信號，以構(gòu)成差值信號；分析所述差值信號，以便把差值信號分解為多個所減小的帶寬的構(gòu)成誤差分量；通過使用所述誤差分量提取所述輸入信號的相應(yīng)的所減小的帶寬構(gòu)成分量的估值；以及通過使用所述估值產(chǎn)生所述反饋信號。
20．按照權(quán)利要求19的方法，其特征在于，其中所述構(gòu)成分量包括在不同信道頻率上調(diào)制的信號。
21．按照權(quán)利要求19的方法，其特征在于，其中所述構(gòu)成分量包括以不同擴(kuò)頻代碼編碼的信號。
22．按照權(quán)利要求19的方法，其特征在于，其中所述構(gòu)成分量包括在不同信道頻率上調(diào)制的和以不同直接序列擴(kuò)頻碼擴(kuò)頻的信號。
全文摘要
公開了利用信號處理系統(tǒng)中的負(fù)反饋以改進(jìn)可被處理的信號電平范圍的一種方法和裝置。首先,從輸入信號中減去反饋信號,以構(gòu)成差值信號。然后,分析所述差值信號,以便把差值信號分解為多個所減小的帶寬的構(gòu)成誤差分量。然后,誤差分量被用來提取輸入信號的相應(yīng)的所減小的帶寬的構(gòu)成分量的估值。然后估值被用來產(chǎn)生反饋信號。
文檔編號H04B1/12GK1211356SQ97192317
公開日1999年3月17日 申請日期1997年2月7日 優(yōu)先權(quán)日1996年2月15日
發(fā)明者P·W·登特 申請人:艾利森公司