專利名稱：無線信息傳輸?shù)姆椒?br> 技術領域：
本發(fā)明是關于權利要求1中的方法，以及關于如權利要求12中的實現(xiàn)此方法的發(fā)射器和接收器裝置。
如專業(yè)人員從標準參改書中所熟悉的，在無線信息傳輸方法中，要發(fā)送的信息信號在發(fā)射器中被調制在一高頻載波信號上并通過傳輸通路被傳輸?shù)桨糜诨謴托畔⑿盘柕膶庹{器的接收器。遠程通信中公知的調制方法是角調制(用作頻率和相位調制的通稱)。
如果要發(fā)送的信息信號以數(shù)字形式作為位序列出現(xiàn)，如現(xiàn)代的移動射頻網(wǎng)絡的情況中那樣，則取決于要發(fā)射的位序列，調制由改變載波信號的頻率、相位，或波幅來進行。已公知的有各種不同的數(shù)字調制方法，例如其中的振幅移位鍵控(ASK:Amplitude ShiftKeying)，雙相移位鍵控(2-PSK:Phase Shift Keying)，或雙頻移位鍵控(2-FSK:Freqneency Shift Keying)，由MacmillanPublishing Comrany 1993年出版COUCH L.W著“數(shù)字和模擬通信系統(tǒng)”(第四版)。這里在接收器中仍然按照發(fā)送器所采用的調制方法進行解調，以便使此數(shù)字信息信號恢復成為連續(xù)脈沖形式的位序列。
作為一連續(xù)傳輸過程的一部分的對不同的消息或消息組成部分采用數(shù)種不同調制方法是本技術領域公知的，例如，在模擬電視工程中，對輝度信號采用殘留邊帶振幅調制，對音頻信號用頻率調制，而色度信號則采用IQ調制。這里，載波參數(shù)的變化僅用于對信息加以特征而對傳輸通路的噪聲無作用。
用于在發(fā)射器側對所發(fā)射的示蹤脈沖的擴展和在接收器側的壓縮的方法可由雷達技術(“線性調頻技術”)知曉。對比E Philkippow(出版人)“電子技術手冊”，第四卷，信息技術系統(tǒng)，第340/341頁(柏林1985)。這里，在壓縮中應用模擬頻率調制或相位調制，但不對信息加以特征。此方法用于降低所耗費的傳輸功率，從而能在同時保持覆蓋范圍和準確性的條件下，提供潛在的用于檢測信號的競爭能力。
所有通信方法中存在的一基本的實際問題是接收器側所恢復的信息信號的質量隨傳輸通路上的干擾(現(xiàn)實中總是存在的)量、因而即隨發(fā)射器與接收器之間的距離而降低。在具有噪聲的傳輸通路的通信中，為能以予定的搞噪聲度獲得所要求的工作距離，需要一定的傳輸功率，例如對于移動通信需要數(shù)瓦的功率大小。
一方面，所需發(fā)送功率具有在發(fā)送操作期間的能量消耗相當高的缺點，特別是對于電池或蓄電池運行的裝置，例如移動電話中，由于所存貯能量的迅速耗盡而造成麻煩。另一方面，由于移動電話的迅猛普及、射頻廣播和電視節(jié)目等設施數(shù)量的增加所引起的通信發(fā)射器數(shù)量的增長增加了電磁射線對人類的影響(所謂的“人體輻照”)。無法排除對人類身體的傷害，特別是對于現(xiàn)今通用的發(fā)射器功率的移動電話，由于發(fā)射器至用戶頭部的距離非常近更是如此。
本發(fā)明的目的是提出一種開頭所述類型的方法，和實現(xiàn)它的裝置，使得能在維持至少相同的傳輸質量的同時降低發(fā)射功率和/或增加其范圍。
此目的的實現(xiàn)是通過按照權利要求1所定義的方法，依靠此方法的獨特的特點，和依靠具有權利要求12定義的特征的用于實現(xiàn)此方法的裝置。
本發(fā)明包括的基本思想為采用二個獨立的調制方法的原理，即，將信息特征加到載波上(信息信號調制)和取得對傳輸通路上的噪聲的擴大抑制，特別是熱或“白”噪聲(載波信號調制)。
對已在發(fā)射器中按公知的遠程通信方法用信息調制或要加以調制的脈沖按一專用特性作角調制(這里應理解為相位和頻率調制的通稱)。該表示一預定頻譜的角調制脈沖在接收器中通過引入一頻率相關延遲被加以時間壓縮。這樣在接收器的輸出端就得到與所發(fā)射信號的波幅相比、并因而與噪聲水平相比的波幅增大的信號。具體說，這種脈沖壓縮/波幅增強可利用一波散濾波器來進行。以這種方式處理過的載波由解調制來恢復信息信號，從而使信息信號的解調時具有因波幅增加而改善的信/噪比。
此信/噪比的改善取決于角調制中所用的帶寬與脈沖寬度的帶寬-時間乘積，而且在惡劣的傳輸條件下尤為顯著。
實際的信息可通過脈沖調制技術，或通過進行載波壓縮使之能對信息信號的不同狀態(tài)以不同方法進行評估而被加在載波上，從而使信息被包含在此角調制的變化中。因而，信息的調制對信號延遲時間沒有，或僅僅只有次要的影響是很重要的。
在解調后，可用的信號成為高品質的，這在現(xiàn)有的技術狀態(tài)下只可能以增加發(fā)射功率或借助昂貴的改善接收的方法(例如分集接收或冗余發(fā)送)來達到。本發(fā)明方法的再一個優(yōu)點在于與其它發(fā)送通路相比較，干擾的潛能要低得多，因為在脈沖壓縮后在接收器中能采用較低的發(fā)射功率來達到預定的信/噪比。此外，對發(fā)射功率的較低需求還使得對人體幅照減小。這一方法的缺點，要求較高的帶寬和因而降低的通道容量或傳輸速率(位速率)可為許多應用領域所接收，和能通過選擇用于調制信息的匹配脈沖調制方法來部分地消除(見后述)。
一特定的角調制時間特性被用于此可變角調制中，它對應于一“調制特性曲線”，該調制特性曲線(這里稱之為調制特性)確定各脈沖寬度期間的頻率的時間特性。當一線性下降調制特性被應用時，所發(fā)射信號的頻率在各脈沖寬度期間線性地由一高于載波頻率的值下降到位于載波頻率以下的值。類似地，可利用線性升高的特性。接收器側的濾波器借助一對應的差分、頻率相關延遲時間響應(群延遲響應)以這樣一種方式匹配到所采用的調制特性，即在發(fā)射器側所生成的不同相位位置的信號組成被疊加到一在時間上近似一致的信號(近似δ脈沖)。
在本發(fā)明一優(yōu)選的實施例中，按照輸入信號通過選擇或改變調制特性加載輸入信號的信息。如果輸入信號包含高電平，則例如采用隨信號減小(最簡單為線性地)的調制特性，這導致在脈沖寬度期間隨頻率降低的頻率調制脈沖(“下行線性調頻”)。相反，對低電平的輸入信號則采用(線性)升高的調制特性，相應地在脈沖周期內生成隨頻率上升的脈沖(“上行線性調頻”)。
接收器側的濾波器裝置通過一相反或互補特性加以匹配。如果發(fā)射器側的角調制按照下降的調制特性進行，則脈沖的頻率在脈沖寬度期間降低，其結果是較高頻率的信號成分在較低頻率的信號成分之前到達接收器側。這樣接收器側的波散濾波器的延時響應必須補償高頻信號成分的“超前”，以便使得此頻率調制脈沖的頻譜信號成分相重疊來在此波散濾波器的輸出端形成具有增加波幅的脈沖。
為能用每一個脈沖發(fā)送較高的信息含量，有可能對輸入信號采用多于二個的調制特性。例如，如果有四個調制特性可用，則相應地可發(fā)送四個不同的脈沖，這對應于每一個所發(fā)送脈沖二位的信息內容。通過增加不同調制特性的數(shù)量，數(shù)據(jù)傳輸速率可被有利地增加，在此必須指出技術費用同時也增加并帶有大量的不同調制特性的不同脈沖變得更難以區(qū)分，這增加對差錯的發(fā)送敏感性。
在本發(fā)明前述的變體中，對數(shù)字輸入信號高電平以及低電平的進行脈沖調制。這就說針對輸入信號的高電平以及低電平生成頻率調制脈沖，它們可由脈沖寬度期間的頻率變化型式加以區(qū)分。在此，加載輸入信號中所含信息是根據(jù)輸入信號通過選擇或改變調制特性進行。
另一方面，輸入信號的發(fā)送僅針對二種被定義的電平中的一個有效地進行，而對另一電平不產生任何脈沖。例如，對輸入信號一高電平生成一線性上升的頻率調制脈沖，而對低電平則插入該脈沖長度的間歇。本發(fā)明的這一變體使得能以低的技術費用利用單一調制特性來實現(xiàn)此方法。具體說，在接收器側僅要求一個波散濾波器。
按照一已知的最好是采用脈沖位置調制(PPM)的數(shù)字調制方法將輸入信號中所含信息加載到發(fā)射信號，其中，各個頻率調制脈沖的位置根據(jù)輸入信號相對于一基準脈沖而改變。脈沖相位或相位寬寬調制的應用原則上也是適宜的，但潛在地要求較高的技術花費，或不符合所有的PPM的優(yōu)點。
采用用于抑制載波噪聲的“線性調頻”調制與用于加載信息的PPM的結合使得其本身特別有利于在接收器側利用提高的時間分辨率，這出現(xiàn)在用非常短的上升時間的脈沖的脈沖壓縮中；通過利用接收時間上重疊的脈沖的疊加原理來增加傳輸速率(對于被增大的帶寬)。整體上看，這允許對傳輸速率的原始損失進行充分地補償。所節(jié)省的發(fā)送功率的一(小)部分被用于發(fā)射PPM所需的基準脈沖，并有可能用于對同一通道中附加編碼脈沖。
包含在輸入信號中的信息的恢復通過一連接在波散濾波器之后的檢測器來實現(xiàn)，這與發(fā)射器側用于加載包含在輸入信號中的信息的調制方法相匹配。
如果根據(jù)輸入信號的波幅在發(fā)射器側選擇數(shù)種調制特性之一，最好對高電平選擇線性下降調制特性和對輸入信號低電平選擇線性上升調制特性，則對于接收器中的解釋存在二個選擇余地。
一種選擇是在接收器側僅提供一個波散濾器差分相位延遲、或群延遲響應，其中與發(fā)射器側所用的調制特性之一以這樣方式匹配，即按照這種調制特性作頻率調制的脈沖信號組成部分重疊地到達此波散濾波器的輸出端，導致脈沖壓縮和波幅增加。對于其他調制特性之一的脈沖，即不與接收器側波散濾波器的延遲時間響應最佳地匹配的脈沖，頻譜信號成分在時間上分散地到達波散濾波器輸出端，并因而由于較低的脈沖壓縮而具有較低的波幅。從而，在此實施例中，到達波散濾波器輸出端的脈沖的波幅取決于發(fā)射器側所采用調制特性，并因而取決于選擇調制特性中所用的輸入信號的波幅。為從波散濾波器輸出信號中恢復數(shù)字輸入信號，在波散濾波器之后連接一有可能作為波幅解調器執(zhí)行的波幅敏感的檢測器。
另一選擇中，頻率調制脈沖被傳輸?shù)浇邮掌鱾炔⑿羞B接的數(shù)個波散濾波器。接收器側波散濾波器的取決于頻率的延遲時間響應與發(fā)射器側所用的調制特性以這樣的方式成對匹配，即頻率調制脈沖的信號成分被壓縮地準確地到達波散濾波器其中之一的輸出端，由此使得波幅增大，而同時在其他波散濾波器的輸出信號中則由于不同的特性而沒有增加。這樣即可按照出現(xiàn)波幅增大的特定波散濾波器來辨別輸入信號。
有利的是，波散濾波器被作為能以高精度和穩(wěn)定性制造的表面聲波濾波器(“SAW濾波器”)而運行。另外，SAW濾波器具有波幅響應和相位響應能互相獨立地定制的優(yōu)點，這提供了在作為一組成部分的各個接收器和波散濾波器中所需的執(zhí)行窄帶帶通濾波器的可能性。
發(fā)射器中頻率調制信號的產生可有不同的方法，下面將作為舉例大致地描述其中的一些。
在本發(fā)明一優(yōu)選的變體中。首先生成一近似的(準-)Dirac脈沖并送到一低通濾波器，該濾波器的濾波特性是具有緊靠臨界頻率之前的峰值，從而將δ脈沖變換成Sinc脈沖，其形狀由公知的Sinc函數(shù)Sinc(x)=Sin(x)/x描述。接著，此低通濾波器的Sinc形狀的輸出信號被導引到將Sinc形包絡加到載波振蕩上的調幅器。如果以這種方式生成的信號被送到波散濾波器，則在輸出端出現(xiàn)頻率調制脈沖。這樣，在本發(fā)明的這一變體中，首先，發(fā)射器側一波散濾波器將相對尖銳的Sinc脈沖擴展成頻率制脈沖，與Sinc脈沖相比較被增寬和具有相應較低的波幅。具有相應的波幅增大的脈沖壓縮隨后也在接收器側利用散濾波器進行。由于每一個波散濾波器被用于在發(fā)送器側擴展脈沖和用于在接收器側壓縮，本發(fā)明這一變體優(yōu)選地適用于交替地發(fā)送和接收操作的發(fā)送接收器操作。為此目的，發(fā)射器和接收器可包含有相應一致的各自帶有一波散濾波器的組件模塊，該模塊在發(fā)射操作中用于生成頻率調制脈沖，而在接收操作中協(xié)助對所接收頻率調制脈沖的壓縮。
在本發(fā)明另一變體中，頻率調制脈沖的產生利用PLL(PLL鎖相環(huán))和壓控振蕩器(VCO壓控振蕩器)來實現(xiàn)，數(shù)字式輸入信號各個脈沖首先在一積分器中被變換成鋸齒形脈沖，在此，各個脈沖的上升方向取決于輸入信號的度幅。這樣產生的信號然后被用于觸發(fā)VCO，從而使在脈沖寬度期間內輸出脈沖的頻率根據(jù)輸入信號的電平線性增加或下降。
在本發(fā)明又一變體中，在發(fā)射器中一數(shù)字信號處理單元生成頻率調制脈沖，這有利于實現(xiàn)任何所希望的調制特性。
在本發(fā)明一變體中，產生相匹配的發(fā)射器一接收器對來實現(xiàn)互補發(fā)射器一接收器特性，以使得在系統(tǒng)投入運行時無需另外的調諧工作。
在本發(fā)明另一變體中，通過改變接收器側所用的波散濾波器延遲時間響應在運行之前或當中將接收器與發(fā)射器相匹配。在此，作為匹配處理的一部分，發(fā)射器生成一個最好對應于輸入信號的一系列高電平的基準信號，據(jù)此來改變發(fā)射器側所進行的頻率調制的調制特性或接收器的波散濾波器的取決于頻率的延遲時間響應，并直到在接收器側生成理想的脈沖壓縮或波幅的增大。這一變體對于接收器中采用用于濾波和處理的數(shù)字信號處理器時特別有利，因為這樣的信號處理器能以簡便方式改變取決于頻率的延遲時間響應和相應的優(yōu)化，從而此優(yōu)化過程即能由計算機控制自動地執(zhí)行。
在本發(fā)明的又一優(yōu)越的實施例中，數(shù)據(jù)傳輸一塊一塊進行，由此，上述的匹配過程對各數(shù)據(jù)塊更新地進行，以便能對傳輸通路上波散特性的波動作動態(tài)補償。
對本發(fā)明的進一步有利的開發(fā)在從屬權利要求中指出，或如下面將結合發(fā)明的優(yōu)選實施例作詳細說明。


圖1a、1b為作為本發(fā)明優(yōu)選實施例的、一消息傳輸系統(tǒng)的發(fā)射器和接收器的方框圖；圖2a～2e表示發(fā)射器的數(shù)字輸入信號，以及發(fā)射器中在信號發(fā)射之前的信號處理的幾個中間階段；圖3a～3d表示接收器中被接收的信號，以及在信號被解調之前的信號處理中的幾個中間階段；圖4a、4b為有效地傳輸高、低電平的消息傳輸系統(tǒng)的發(fā)射器和接收器的方框圖；圖5a～5k表示圖4a中的發(fā)射器的數(shù)字輸入信號以及此發(fā)射器中信號處理的幾個中間階段；圖6a～6e表示接收器側檢測到的信號以及接收器中信號處理的幾個中間階段；圖7、8各自表示帶有噪聲抑制電路的圖4b中所示接收器的改進形式；圖9a、9b圖示說明用此發(fā)明方法可得到的信/噪比的改善。
如圖1a中所表明的一發(fā)射器用于將由信號源1所生成的并以能加以數(shù)字化的形式提供的信號S1通過一帶噪聲的傳輸通路發(fā)送到圖1b中所示的接收器，由此，對于予定的對范圍和搞噪聲性的要求，可優(yōu)先地以相對低的傳輸功率進行傳輸，這一方面增加使用電池的發(fā)射器的電池壽命，另一方面也降低因電磁輻射一也稱之為電煙霧的環(huán)境影響。另外，與其他通信系統(tǒng)相比較，也由于相對低的傳輸功率而減小發(fā)射器出現(xiàn)差錯的潛在性。
在此發(fā)射器中，數(shù)字輸入信號S1，其時間特性詳見圖2a中所示，被首先送到一脈沖整形器2，它將輸入信號S1的相對寬的矩形脈沖變換成短的針狀脈沖，這就意味著模擬(準-)Dirac脈沖。在圖2b中的針狀脈沖序列S2的圖形表述中可看到，各個針狀脈沖的產生每次均由輸入信號S1矩形脈沖的上升沿觸發(fā)。
這樣生成的針狀脈沖序列S2隨后被送到低通濾波器，其延遲時間響應是在緊接臨界頻率之前具有一峰值，從而使各個針狀脈沖(如圖2c中所示)能被變換成Sinc脈沖，其形狀符合公知的Sinc函數(shù)Sinc(x)=Sin(x)/x。
然后此Sinc脈沖序列S3被送至調幅器4，將此信號調制在由振蕩器5所產生的頻率fT的載波振蕩上，從而在調幅器4的輸出端生成具有Sinc形包絡的載頻脈沖，如圖2d中表明的，(為說明目的這些脈沖在圖中被加寬表示，實際上如按比例表示它們比較窄。
在調幅器4之后連接一波散濾波器6，按照其取決于頻率的差分延遲時間特性對調制的載頻信號S4進行濾波。在此波散濾波器6的輸出端(如可由圖2e中看到的)到達具有恒定波幅的線性頻率調制的脈沖，在脈沖寬度期間該頻率由載頻fT以上的值fT+△f/2下降到此載頻下的值fT-△f/2。
這樣，在這里所示的發(fā)射器中，輸入信號S1發(fā)送是單極性，亦即，發(fā)送脈沖僅針對輸入信號S1的高電平而產生，而低電平則可由發(fā)送信號S5中的間歇加以識別。為此原因，發(fā)射器和接收器可做得簡單而又合理，各自僅含有一個波散濾波器6、13。
這樣生成的脈沖序列S5隨后被送到一帶通濾波器7，其中心頻率等于頻率調制脈沖的載頻fT，從而使傳輸頻帶以外的信號被濾除。
最后，此帶通限制信號由一發(fā)射器放大器8提供到天線9并被發(fā)射。
圖1b中所示接收器使得能接收由上述發(fā)射器發(fā)射的線性頻率調制信號，以及數(shù)字輸入信號S3或S1的解調和恢復。為此，由接收器天線10所接收的信號(例如在分集運行中)被送到一前置放大器11以及隨后一帶通濾波器12，其中心頻率等于帶通所限傳輸信號的載頻fT，從而使來自其他頻率范圍的噪聲信號被濾除出接收器信號。(代替通常的帶通濾波器，這里可采用一表面聲波濾波器。)這樣所準備的信號S6的時間特性詳見圖3a中所示，在此為了簡化，假定為一無噪聲傳輸通路。
所接收的信號S6包括一系列線性頻率調制的脈沖，由此，在該脈沖期間根據(jù)在發(fā)送器側的調制特性該頻率下降，從載頻fT以上的值fT+△f/2下降到載頻以下的值fT-△f/2。
隨后該信號S6被送到輸入信號S6的各個脈沖被作時間壓縮了的波散濾波器13，這導致波幅的相應增加，從而改善信/噪比。
在此，脈沖壓縮利用這一事實，即由于在發(fā)射器側進行的線性頻率調制較高頻率的信號成分在較低頻率信號成分之前到達波散濾波器13的輸出端。該散濾波器13通過對相對于較低頻率信號做更多的延遲來補償較高頻率信號成分的“超前”。由此，波散濾波器13的取決于頻率的差分延遲時間響應以這種方式匹配到發(fā)射器側進行的頻率調制特性，即，接收信號的頻譜信號組成部分能基本上一致地到達波散濾波器13的輸出端。如圖3b中所示針對各脈沖，這些頻譜成分相重疊以形成帶有Sinc形包絡的信號S7，由此各個脈沖的波幅與所接收的線性頻率調制信號S6相比被顯著地增大。(這里應指出的是為清楚起見在圖中所示的原理信號表述中引入有畸變?，F(xiàn)實中頻率調制脈沖緊靠在一起和被壓縮信號要窄得多)。
然后波散濾波器13的輸出信號被加到解調器14，它將信號S7從高頻載波振蕩中分離出，和(如圖3C中可知)生成帶有針狀脈沖的離散輸出信號S8。
隨后，原始數(shù)字信號S9，其時間特性詳見圖3d中所示，利用脈沖整形器從針狀脈沖得到恢復。
圖4a和4b表示按照本發(fā)明的又一個消息傳輸系統(tǒng)，它與上述和圖1a和1b中表明的較簡單的實施例不同，最重要的是在于數(shù)字信息的高電平及低電平雙方均被有效地發(fā)送，這提供更高的抗噪聲性能。
圖4a中所示發(fā)射器包含一脈沖整形器17，它由定時發(fā)生器16利用相位相反的定時脈沖觸發(fā)，如圖5a、5b中所示。在其輸出端脈沖整形器發(fā)出形成(準一)Diracδ序列的針狀脈沖序列g1，如圖5c所示。這樣生成的脈沖序列g1隨后被送往低通濾波器18，其濾波特性為在緊接臨界頻率之前具有一峰值，并將針狀脈沖變換成Sinc狀脈沖，如圖5d中所示。然后此脈沖序列g2利用一調幅器20被調制在具有由振蕩器19所生成的載頻fT的載波振蕩上。這樣，在調幅器20的輸出端到達帶有Sinc狀包絡的等距載頻脈沖序列g3。在這種意義中重要的是到達調幅器20的輸出端的脈沖序列g3獨立于數(shù)字輸入信號g4，因而不包含任何信息。
然后通過輸入信號g4控制的模擬無關21實現(xiàn)輸入信號g4的信息加載，和按照此輸入信號g4的波幅，將調幅器20所生成的脈沖序列g3導引到具有取決于頻率的線性降低延遲時間的波散濾波器22，或者導引到具有取決于頻率的線性增加延遲時間的波散濾波器23。在它們的輸出端，波散濾波器22、23被連接到另一個模擬開關24或混頻器站，并根據(jù)輸入信號g4的波幅選擇二波散濾波器22、23之一的輸出信號g7、g8并讓其通過。
這樣，在模擬開關24的輸出端到達(如圖5k中所示)逐個脈沖地作線性頻率調制的載波頻率脈沖序列g9，由此，對于輸入信號g4的高電平各個脈沖顯示了在脈沖寬度期間線性地增大的頻率，而對于輸入信號g4的低電平此頻率在脈沖期間線性地減小。
到達模擬開關24的輸出端的信號隨后被一帶通濾波器濾波以抑制傳輸頻帶之外的干擾信號。而后將這樣得到的信號由發(fā)射器放大器26放大和由發(fā)射器天線27發(fā)射。
圖4b表示利用天線28接收圖4a中所示發(fā)射器發(fā)射的信號的相關接收器。該接收器在一前置放大器29中將信號放大和在帶通濾波器30中去除頻率在傳輸頻帶之外的任何干擾信號。
接著，所接收信號通過開關元件31傳輸?shù)蕉€波散濾波器32、33。由此使得在接收器側的此二個波散濾波器32、33的取決于頻率的延遲時間響應成對地以這樣一種方式配匹到發(fā)射器側二波散濾波器22、23的取決于頻率的延遲時間響應，即，所接收信號的頻譜信號成分能在二波散濾波器32或33之一的輸出端加到一波幅增大的脈沖，同時僅有一個時間擴展的脈沖到達另一波散濾波器33或32的輸出端。
如圖6a和6b所示，波散濾波器32、33的輸出信號g10或g11由具有Sinc形包絡的載頻脈沖系列組成。
出現(xiàn)在此二波散濾波器32、33的輸出端的信號g10或g11隨后被送至從載波振蕩分離信號S10或S11并生成針狀脈沖的解調器34、35，如圖6c或6d所示。
雖然解調器34的輸出端的每一個針狀脈沖對應于輸入信號g4的一高電平，而到達另一解調器35的輸出端的針狀脈沖則指明輸入信號g4的低電平。
為從信號g12、g13中恢復原始輸入信號g4，信號g12、g13被送至用于觸發(fā)的定時發(fā)生器36，該發(fā)生器生成再現(xiàn)原始輸入信號g4的定時速率的定時信號。此定時信號連同二個解調器34、35的輸出信號g12、g13一起被加給譯碼器37，該譯碼器恢復原始輸出信號g4、g14，如圖6e中所示。
圖7表示一帶有噪聲抑制電路38的圖4b中所示接收器的改進形式，它可與其他接收器相組合用于這種線性調頻信號。由于這一接收器與圖4b中所示的極為相似，此二圖中功能等同的組成部件均標以相同的引用記號。
如前述的接收器中那樣，在發(fā)射器側作線性調頻的信號通過天線28接收，并首先被送至一輸入放大器15和一帶通濾波器30，被調諧到載頻并由此可過濾出位于傳輸頻帶之外的噪聲信號。接著，此信號被送到噪聲抑制電路38并被分割成二并行分支，在每一個分支中二波散濾波器39、44或40、43彼此相反并作串行連接。在邏輯LOW電平以及邏輯HIGH電平的有效傳輸期間，被配置在輸入側的二波散濾波器39或40之一以這種方式被調諧即，時間壓縮信號能到達波散濾波器39或40的輸出端。在另一波散濾波器39或40的輸出端到達一時間擴展為其原始長度二倍的脈沖。二個模擬開關41、42對稱地中斷二分支中的圍繞此被壓縮脈沖的中心的信號流，以使此作時間壓縮的脈沖被抑制而僅留下另一分支中的作時間擴展的脈沖。在此，模擬開關41、42通過同步電路46進行控制，此電路由定時發(fā)生器36觸發(fā)，從而再生輸出信號的定時，進而傳輸定時。隨后的波散濾波器43、44從時間擴展脈沖中生成具有原始寬度和相應地也具有原始波幅的原始脈沖。再將這些脈沖送到減法器45，在其輸出端基本上出現(xiàn)原始的脈沖。
對于由噪聲傳輸通路所引起的并被接收器連同有用信號一起接收的噪聲情況就不是這樣。此噪聲首先被波散濾波器39、40移位到不同的方向。但后面連接的波散濾波器43、44將此移位翻轉，從而使除被模擬開關41、42切除的非常短的部分外，輸入噪聲被再現(xiàn)在二分支中。這樣，由減法器45作的減算導致對接收器側所檢取的噪聲作更廣的抑制。
然后如圖4b中所示那樣對這樣準備的信號作進一步的處理。
圖8中所示接收器與上述圖7中所表明的不同之處基本上在于噪聲抑制電路47的設計和控制。由于二電路的廣泛相似，圖7和圖8中功能等同的組件組件模塊均標以同樣的引用記號。
在采用圖7中所示接收器時，天線28接收線性調頻脈沖并首先將其送到放大器29和帶通濾波器30，它被調諧到載頻從而濾除傳輸頻段之外的噪聲信號。
然后信號被傳輸?shù)皆肼曇种齐娐?7，它將信號分割成二個并行分支，各分支均包含二個彼此相反作串行連接的波散濾波器48、52和49、53。在此噪聲抑制電路47的輸出端，減法器54將二分支連接，由此，所接收信號中的噪聲即被減算完全地抑制。
相對照，線性調頻脈沖信號不被減法器54中的減算所取消，從而信/噪比大大提高。在此，輸入側的波散濾波器48、49以這樣一種方式被匹配到發(fā)射器側所產生的線性調頻信號，即在波散濾波器48、49之一的輸出端能出現(xiàn)具有相應增加的波幅的時間壓縮脈沖，而在另一波散濾波器48、49的輸出端則出現(xiàn)具有相應減小的波幅的時間擴展脈沖。在壓縮脈沖到達之后，二分支中的信號流被乘法器50、51同步抑制(如將詳細討論的)，從而壓縮脈沖被抑制而僅保留排除可忽略的短暫切斷的時間壓縮脈沖。然后后面連接的波散濾波器52、53從時間擴展脈沖生成原始脈沖，從而使具有顯著改善的信/噪比的基本上為原始的接收信號到達減法器54的輸出端。
乘法器50、51的觸發(fā)以與傳輸定時速率固定的同步方式進行，以使得噪聲抑制電路47的二分支中的信號能在時間壓縮脈沖到達時準確地被抑制。為此，接收器包含有一在輸入側連接到用于同步的定時發(fā)生器36的同步電路57。然后，由脈沖整形器56和低通濾波器55生成并被送到乘法器50、51的具有波幅為1、其峰值朝向O的反相Sinc脈沖。乘法器50、51將噪聲抑制電路47的二分支中的信號乘以0或1，這相應地或抑制此信號或者此信號基本不變地通過。這樣，這里的乘法器50、51即具有與上述的噪聲抑制電路38的變體中的開關元件41、42相同的效果。
本發(fā)明的范圍并不受限于前面列舉的優(yōu)選實施例。即使在基本不同的實現(xiàn)中使用所提供的方法，也是可能得到多種變體的。這里所表明的實施例僅應被看作廣泛解決方案的基本類型。
圖9a和9b說明通過本發(fā)明對不同擴展系數(shù)ι=TT/δ能達到的信/噪比的改善，其中TT為利用“線性調頻”技術處理的傳輸脈沖的平均寬度，和δ為在接收器中壓縮的脈沖的平均寬度。圖9a表示作為接收器輸入端的S/N的函數(shù)的接收器輸出端的信/噪比(S+N)/N，而圖9b表示被歸一化到ι=1的(S+N)/N=f(S/N)的從屬關系，亦即作為原始信/噪比的函數(shù)的改善程度。在此，參數(shù)ι選取從1至160的范圍內的值。
這些圖形表明用增大脈沖“擴展”/壓縮使得可能達到的改善更大，特別是對于小的原始信/噪比更明顯。這清楚說明本方法能特別適合于具有很強干擾的環(huán)境，和/或用于長的傳輸范圍，和/或用于低發(fā)射功率。
權利要求
1．信息的無線傳送的方法，特別是用于移動通信中，其中輸入信號在一發(fā)射器(2～8,16～26)中進行角調制和通過傳輸通道到達一接收器(11～15,29～57)，其中在此發(fā)射器中以這樣一種方式生成具有一頻譜和載波信息的角調制脈沖，即，這些脈沖能在此接收器中利用一具有與頻率相關的差分延遲時間亦稱為群延遲的濾波器(13,32,33)作時間壓縮，與所發(fā)射脈沖相比，該脈沖以具有縮短寬度和增大幅度的方式生成，和在發(fā)射器中至少一部分該信息利用與此角調制相獨立的附加調制方法被加載到該脈沖上，和/或被用來控制在接收器中能加以測量的角調制的參數(shù)，其中首先，在發(fā)射器中生成一準-Dirac脈沖序列，并送到一低通濾波器，此濾波器的濾波特性是在緊靠臨界頻率之前具有一峰值，并由此將此δ脈沖序列變換成一系列Sinc脈沖，其形狀按Sinc函數(shù)Sinc(x)=Sinc(x)/x表述，并隨后傳送到將Sinc形包絡加載到載波振蕩的各脈沖上的調幅器，和這樣所產生的信號被送到一波散濾波器，在該濾波器的輸出端到達一頻率調制脈沖序列。
2．如權利要求1所述方法，其特征是此角調制和附加調制方法為至少近似于正交的調制型式。
3．如權利要求1或2所述方法，其特征是脈沖被按照一缺省濾波器特性加以濾波，其中在發(fā)射器側的角調制與在接收器側的波散濾波器(13、32、33)的群延遲響應以這樣一種方式相匹配，即，輸出信號(S9,g14)的角調制脈沖(s6)的信號組成部分到達波散濾波器的輸出端，由于該濾波器的頻率相關的可變的信號延遲時間，它們基本上一致到達，并由于重疊，相對輸入有增大的幅度。
4．如前述權利要求中任一個所述方法，其特征是輸入信號(g4)具有一載波頻率，它在發(fā)射器(16～26)中逐個脈沖地進行角調制。
5．如權利要求4所述方法，其特征是此角調制的調制特性確定各脈沖寬度期間的相位角的時間變化；取決于輸入信號(s1)，角調制脈沖的幅度特別地被用于加載包含在輸入信號(s1)中的信息，在接收器(11～15)中波散濾波器(13)的群延遲響應是對發(fā)送脈沖的頻率-時間特性的補償，和對由波散濾波器(13)壓縮、到達的脈沖的幅度進行評估，評估其利用一檢測器(14、15)，尤其是幅度解調器對包含在輸入信號(s1)中的信息的恢復。
6．前述權利要求中任一個所述方法，其特征是加載該信息的附加調制方法是，尤其是脈沖位置調制(PPM)，或可選的脈沖編碼調制(PCM)，或差分脈沖編碼調制(DPCM)，或脈沖δ調制(PDM)，或者這些調制方法中的一個或數(shù)個的變體。
7．如權利要求3～6中任一個所述方法，其特征是在發(fā)射器中作角調制的脈沖序列被送到接收器(29～37)中的一對波散濾波器(32、33)，由此，這對波散濾波器(32、33)具有成對地以這樣一種方式與調制特性相匹配的不同的群延遲響應，即，該脈沖的信號組成部分以增大的幅度僅到達波散濾波器(32、33)中的一個輸出端，而對另外一個波散濾波器(33、32)則不會發(fā)生幅度的增大，并且利用一檢測器(14、15、34、35)在波散濾波器(13、32、33)的輸出端對這些幅度進行比較性評估。
8．如權利要求7所述方法，其特征是載波頻率的角度(頻率或相位)，在脈沖調制信號的脈沖寬度期間線性地隨時間單調地由較低頻率或相位位置向一較高頻率或相位位置變化，或以相反方向，并且接收器中的波散濾波器具有補償?shù)木€性或單調的響應。
9．前述權利要求中任一個所述方法，其特征是針對一系列脈沖的各個脈沖的調制特性以這樣方式來作不同的選擇，即其差別包含部分信息。
10．前述權利要求中任一個所述方法，其特征是為了使發(fā)射器(2～8、16～26)與接收器(11～15、29～37)相匹配，在匹配處理期間作為輸入信號發(fā)射一缺省數(shù)字基準信號(S1,g4)做為基準，在匹配處理期間接收器側的波散濾波器(13、32、33)的輸出信號(S7、g10、g11)的幅度或脈沖寬度被加以測量，并且發(fā)射器側所用的調制特性或接收器側的波散濾波器(13、32、33)的群延遲響應被加以改變，直至脈沖寬度達到一最小值或幅度達到一最大值。
11．權利要求7～10中任一個所述方法，其特征是接收器中的信號流被分割成二并行分支，各自具有二個帶彼此相反的群延遲特性的波散濾波器(39、44、40、43)；此二分支中的信號流在各脈沖期間被連通或被切斷一預定時間間隔，在此切斷或連接與傳輸定時速率同步進行，和此二分支被一減法器(45)在輸出側相連接。
12．用于實現(xiàn)前述權利要求之一所述方法的發(fā)射器和接收器配置，包括用于檢取和傳送輸入信號(S1,g4)的發(fā)射器(2～8、16～26)，包含用于對輸入信號(S1,g4)作角調制的第一調制器(2～6、16～24)，以及一接收器(11～15、29～37)，包含用于恢復輸入信號(S1,g4)的解調器(14、15、31～37)，其中此發(fā)射器包含用于生成準-Dirac脈沖序列并在輸入側連接有一低通濾波器的裝置，該濾波器特性是在緊靠臨界頻率之前具有一峰值，因而將δ脈沖序列變換成一Sinc脈沖序列，該脈沖的形狀用Sinc函數(shù)Sinc(x)=Sinc(x)/x表述，還包括有連接到此低通濾波器的輸出端的一調幅器，該調制器將Sinc形包絡加載到一載波振蕩上，以及一連接到調幅器的輸出端的波散濾波器，此第一調制器(2～6、16～24)按照在各脈沖寬度期間確定角度或相位位置的時間變化的調制特性生成角調制脈沖，第一調制器(2～6、16～24)包含用于檢取輸入信號(S1,g4)和用于按照此輸入信號S1,g4設定調制特性的控制輸入，和/或該發(fā)射器(2～8、16～26)包含用于按照輸入信號(S1,g4)對角調制脈沖作附加調制的第二調制器(4)，此接收器(11～15、29～37)包含一波散濾波器(13、32、33)，尤其是一表面聲波濾波器，具有用于按照缺省調制特性對在發(fā)射器側作角調制的脈沖進行濾波的缺省群延遲響應，和為增大輸出信號(S9,g14)的幅度，此波散濾波器(13、32、33)的群延遲響應以這樣一種方式被匹配到在發(fā)射器側應用的調制特性，即，按照此調制特性作角調制的脈沖的信號組成部分，由于此濾波器頻率相關的可變信號延遲時間，能以時間壓縮并帶有幅度增強地到達波散濾波器的輸出端。
13．權利要求12所述配置，其特征是此第一調制器(16～24)生成一系列角調制脈沖，由此該角調制根據(jù)在該控制輸入處的輸入信號(g4)或者按一缺省的第一調制特性或者按一第二缺省調制特性而進行，此接收器(29～37)包含二并行連接的波散濾波器(32、33)，在此，二波散濾波器的可變群延遲響應以這樣一種方式和第一及第二調制特性相匹配，即，角調制脈沖序列的信號組成部份能以時間壓縮和增大的幅度準確地到達二波散濾波器其中一個的輸出端。
14．權利要求12或13所述配置，其特征是發(fā)射器側的第一調制器(16～24)包含各自按照二個調制特性生成角調制脈沖的一波散濾波器(22、23)，布置在第一調制器(16～24)中的波散濾波器(22,23)在輸入側由一可控開關元件(21)連接到信號源(16～20)，它生成具有基本為Sinc形包絡的高頻信號(g3)，用于由輸入信號(g4)觸發(fā)的開關元件被連接到調制器(16～24)的控制輸入。
15．權利要求12或13所述配置，其特征是第一調制器(2～6)生成角調制脈沖，在此，角調制按照缺省調制特性獨立于輸入信號(S1)進行，確定各脈沖寬度期間的頻率的時間變化；發(fā)射器側的用于加載包含在輸入信號(S1)中的信息的第二調制器(4)，是一根據(jù)輸入信號(S1)確定角調制脈沖的幅度的調幅器(4)，用于按照缺省調制特性在發(fā)射器側對角調制的脈沖進行濾波的接收器(11～15)包含一波散濾波器(13)，該濾波器具有以這樣一種方式匹配到在發(fā)射器側所用的調制特性的缺省群延遲響應，即，各角調制脈沖的信號組成部分能以作時間壓縮和幅度增大地到達波散濾波器(13)的輸出端，和一檢測器(14、15)被連接在波散濾波器(13)之后用于恢復輸入信號(S1)中所含信息。
16．權利要求12～15中任一個所述配置，其特征是為能交替發(fā)射和接收操作，該發(fā)射器(2～8、16～26)和接收器(11～15、29～37)包含用于調制或解調的相對應的、基本相同組件模塊，每一個均至少包含一個波散濾波器(6、13、22、23、32、33)。
17．權利要求12～16中任一個所述配置，其特征是接收器(11～15、29～37)在輸出側包含用于測量輸出信號(S9,g14)的幅度和/或脈沖寬度的儀表，和在接收器(11～15、29～37)中提供一用于設定波散濾波器(13、32、33)的群延遲響應的調整單元，它由一與該儀表相連接的控制單元以這樣一種方式控制，即，假定輸出信號的幅度能取一最大值或輸出信號的脈沖寬度能取一最小值。
18．權利要求12～17中任一個所述配置，其特征是接收器含有一基本上由二并行分支構成的噪聲抑制電路(38、47)，二分支在輸出側被連接到一減法器(45、54)的輸入端，在每一個分支中均串行連接二個具有彼此相反的群延遲特性的波散濾波器(39、44、40、43、48、52、49、53)，這里，在每一個分支中，此二波散濾波器(39、44、40、43、48、52、49、53)之間設置有一用于控制信號流的控制單元，它被連接到用于使信號流控制與傳輸定時速率同步的同步電路(46、55～57)。
19．權利要求18所述配置，其特征是此控制單元是一在輸入側連接到前面所連接的波散濾波器(48、49)的乘法器(50、51)，用于與同步電路(55～57)定時地中斷或斷開該信號流。
全文摘要
一種主要用于移動通信的無線信息傳輸方法,其中在發(fā)射器(2～8)中輸入信號(S
文檔編號H04B1/69GK1235716SQ97199337
公開日1999年11月17日 申請日期1997年11月3日 優(yōu)先權日1996年11月1日
發(fā)明者曼弗雷德·克斯拉, 茲比格涅夫·亞內利 申請人:奈諾創(chuàng)顯微技術有限公司