專利名稱：光學(xué)頻分多路復(fù)用基準載波重放裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及以光學(xué)頻分多路復(fù)用(OFDM)調(diào)制方式接收的OFDM信號解調(diào)裝置，特別是，本發(fā)明的目的是改善解調(diào)裝置中的基準載波重放的性能。
OFDM是能夠在一個信道頻帶內(nèi)建立多個(256～1024個)的副載波來高效率地傳輸圖象信號和聲音信號的數(shù)字調(diào)制·解調(diào)方式。
其頻率頻譜為圖7所示的樣子。
各個副載波被進行QAM(正交幅度調(diào)制)，各個頻譜的峰值與其他的副載波的頻譜的零點相一致(正交)。
一般的OFDM副載波的頻譜是以較窄的等間隔的頻率配置而排列的。這樣的OFDM波形，在用時間軸來看的情況下，大部分為白噪聲的波形，而難于在解調(diào)側(cè)實現(xiàn)高精度的基準載波重放。
由此，在現(xiàn)有的OFDM調(diào)制解調(diào)裝置中，提出了下述方法在發(fā)送側(cè)除OFDM信號載波外還插入圖8所示的無調(diào)制的副載波P(或者導(dǎo)頻載波)，檢測出該導(dǎo)頻載波的頻率、相位，進行OFDM全體的頻率、相位同步，來進行正交調(diào)制(1992年度NHK技術(shù)研究所公開研究論文pp.28～36)。
圖9表示使用導(dǎo)頻載波的數(shù)據(jù)解調(diào)電路的現(xiàn)有技術(shù)例。
所輸入的OFDM調(diào)制信號被分支為3個，由使用晶體濾波器等的高Q基準載波抽出濾波器2從第一分支輸出抽出基準載波成分。
該基準載波成分由使用PLL的基準載波重放電路3來重放解調(diào)用基準載波信號。
第二、第三的分支輸出分別提供給乘法器4、5。在各個乘法器4、5中提供了相位為0°、90°的基準載波信號，來分別解調(diào)同相(I)、正交(Q)信號。
在

圖10中表示現(xiàn)有的基準載波重放電路3的一個例子。
基準載波重放電路的主要構(gòu)成是相位比較器6、環(huán)路濾波器7和壓控振蕩器(VCO)8這三個。
相位比較器6發(fā)生對應(yīng)于所提供的基準載波抽出濾波器2的輸出和VCO8的輸出的相位差的輸出電壓。
環(huán)路濾波器7通過低通濾波器來除去在相位比較器6中包含的不需要的高次諧波成分和噪聲。
VCO電路8是根據(jù)環(huán)路濾波器7輸出的控制電壓來決定振蕩頻率的振蕩器，其輸出被提供給相位比較器6，而形成PLL的反饋環(huán)。
由此，VCO電路8的輸出達到與發(fā)射器的基準載波相位同步時，在接收側(cè)重放基準載波。
下面對在上述基準載波重放裝置中所求出的性能進行描述。
OFDM的解調(diào)通過FFT(傅立葉變換)來進行。
為此，當(dāng)發(fā)射器的基準載波與在接收機中重放的載波之間的偏差(偏移)發(fā)生時，在FFT的取樣點混入其他的副頻帶成分，解調(diào)的數(shù)據(jù)受到變位。
這就意味著I、Q的正交關(guān)系崩潰，而使圖5所示的數(shù)據(jù)構(gòu)象上的I、Q軸的偏轉(zhuǎn)。
當(dāng)由該旋轉(zhuǎn)所引起的基準位置的偏移超出構(gòu)象上的框時，誤差發(fā)生。
其中，當(dāng)列舉具體例子時，在使OFDM的載波調(diào)制為256QAM的情況下，若求出使數(shù)據(jù)誤差發(fā)生的重放載波跳動量，而得到這樣的值
ε＝π/48.6(rad)若該值換算為基準載波頻率f0＝10.7MHz中的時間量，則成為0.96nS。
該值是在基準重放載波中所要求的性能的最小(min)值，若考慮現(xiàn)狀的PLL的性能，可以說是相當(dāng)嚴格的值。
其原因是因為在進行PLL的設(shè)計時，存在與同步范圍ωL和噪聲頻帶BL的設(shè)定相關(guān)的問題。
這存在于作為同步特性的ωL和作為恒定特性的BL相反的關(guān)系中，例如，當(dāng)同步范圍ωL加寬，即加快同步速度時，噪聲頻帶BL變寬，則重放載波跳動量增加，反之，若減小重放載波跳動量來進行設(shè)定，就不易進行同步，因此，在一般情況下，不能得到同時滿足的妥協(xié)設(shè)計。
在OFDM解調(diào)的情況下，由于與重放載波跳動量相對應(yīng)的要求特別嚴格，在上述現(xiàn)有的基準載波重放電路中，如圖6那樣，使用2方式PLL電路，該電路這樣構(gòu)成附加相位檢測器用的檢波器(正交相位檢波器)9，當(dāng)進入預(yù)定的相位誤差范圍時，用模擬開關(guān)(SW)12等來自動地切換環(huán)路濾波器a10、環(huán)路濾波器b11，來縮窄噪聲頻帶BL。
但是，當(dāng)基準載波頻率超過10MHz時，使用模擬的DBM(雙平衡調(diào)制器)，難于得到足夠的檢波輸出，因此，細分為3個以上模式來切換環(huán)路濾波器是困難的。
為此，在2個模式下，不能進行適合于接收狀況的同步范圍ωL和噪聲頻帶BL的優(yōu)化設(shè)計，實際上，由于已經(jīng)成為重視重放載波跳動量的設(shè)計，則大多要犧牲同步特性。
在移動過程中或者視野外等種種接收狀況中，在數(shù)據(jù)解調(diào)中不可能實現(xiàn)最佳的環(huán)路濾波器的設(shè)定。
如果是高精度并且正確地檢測由接收器重放的基準載波的與發(fā)射器的載波所對應(yīng)的同步狀態(tài)的裝置，就能實現(xiàn)適應(yīng)于接收狀況的同步范圍(ωL)和噪聲頻帶(BL)。
作為實現(xiàn)上述目的的裝置，本發(fā)明這樣構(gòu)成在現(xiàn)有的模擬型相位差檢測器的基礎(chǔ)上，進一步包括使用利用解調(diào)后的ECC的誤差率檢測電路，并根據(jù)接收狀況來選擇最佳的環(huán)路濾波器的裝置。
檢測出數(shù)據(jù)解調(diào)后的誤差率，根據(jù)該誤差率來選擇環(huán)路濾波器，由此，來構(gòu)成具有適應(yīng)于接收狀況的特性的基準載波重放裝置。
本發(fā)明的這些和其他的目的、優(yōu)點及特征將通過結(jié)合附圖對本發(fā)明的實施例的描述而得到進一步說明。在這些附圖中圖1是表示本發(fā)明的基準載波重放裝置的一個實施例的方框圖；圖2是表示本發(fā)明的使用開關(guān)電容濾波器的基準載波重放裝置的一個實施例的方框圖；圖3是表示本發(fā)明的OFDM解調(diào)裝置的一個實施例的方框圖；圖4是表示本實施例的載波的配置的圖；圖5是表示發(fā)生了頻率偏差的OFDM構(gòu)象的一個例子的圖；圖6是表示現(xiàn)有環(huán)路濾波器的2個模式PLL電路的一個例子的圖；圖7是表示現(xiàn)有的OFDM功率譜的圖；圖8是表示現(xiàn)有的OFDM導(dǎo)頻載波的一個例子的圖；圖9是表示使用現(xiàn)有的導(dǎo)頻載波的數(shù)據(jù)解調(diào)電路的一個例子的方框圖；圖10是表示現(xiàn)有的OFDM的基準載波重放裝置的一個例子。
下面參照附圖來對本發(fā)明的基準載波重放裝置的一個實施例進行說明。
圖3是表示本發(fā)明的OFDM解調(diào)裝置的一個實施例的方框圖，下面對其動作進行簡要說明。
本發(fā)明裝置的基本規(guī)格如下(1)中心載波頻率 10.7MHz(2)傳輸頻帶寬度 100KHz(3)調(diào)制方式 256QAM(4)使用載波數(shù)257波(5)FFT大小 512點
(6)符號周期 2.6mSECC輸入電路13收取應(yīng)傳輸?shù)臄?shù)字信息數(shù)據(jù)，附加糾錯符號。4位的信號級作為2的4次方即16的級信號而表現(xiàn)。
在圖3中，對于應(yīng)傳輸信息的載波，在振幅方向上定義16級，在角度方向上定義16級。
這樣，把通過振幅和角度信息組合來傳輸16×16的256值的方式稱為256QAM。
圖4表示本實施例中的載波的配置。
其中的載波的名稱是把在中間頻率中建立的載波稱為第0載波(導(dǎo)頻載波)，在OFDM調(diào)制頻譜上，把第0載波右側(cè)的載波依次稱為第1載波、第2載波、……、第128載波。把第0載波左側(cè)的載波依次稱為第m1載波、第m2載波、……、第m128載波。
在該256波的載波中，使用248波來傳輸信息。在剩余的9波中，使用2波作為基準取樣時鐘重放載波和OFDM調(diào)制的基準載波，其他的7波用于接收數(shù)據(jù)校正用以及其他的輔助信號的傳輸。
在本實施例中，為了分配第0載波作為導(dǎo)頻載波，由基準載波抽出濾波器2取出該載波來作為相位同步的基準信號使用。
248波的各個載波通過1位的信息來進行256QAM調(diào)制。
IFFT(反傅立葉變換)電路14對248波的載波進行256QAM調(diào)制，把各輸出作為同相(I)、正交(Q)成分而輸出。
這些輸出信號通過防護間隔附加器15而由D/A變換器16變換為模擬信號。
模擬值的I分量、Q分量信號導(dǎo)入正交調(diào)制器17而輸出OFDM調(diào)制信號。
最后，OFDM調(diào)制信號在應(yīng)傳輸?shù)念l帶中由變頻器19進行變頻，通過發(fā)射部20而提供給發(fā)射天線(未圖示)進行發(fā)射。
在接收側(cè)，通過接收部21和變頻器22而恢復(fù)成中頻信號，通過基準載波重放電路25來進行相位同步，通過正交解調(diào)器24來解調(diào)成實時的、虛擬的基帶信號。
解調(diào)后的實時、虛擬信號通過A/D變換器26而變換成數(shù)字信號，經(jīng)過防護間隔處理器27、FFT(QAM解碼器)28、ECC輸出電路29，而得到解碼輸出。
下面參照圖1來對本發(fā)明的基準載波重放裝置的一個實施例進行說明。
從提供圖3的FFT(QAM解碼器)28的輸出的圖1所示的ECC輸出電路29來輸出位誤差信號和符號誤差信號這兩個誤差信號。
位誤差信號表示能夠進行糾錯的數(shù)據(jù)每一位的誤差，符號誤差信號表示糾錯能夠完成的誤差狀態(tài)。
誤差率檢測電路30進行下述動作對位誤差信號和符號誤差信號進行計數(shù)，發(fā)生根據(jù)其結(jié)果來選擇環(huán)路濾波器c31～環(huán)路濾波器h36或環(huán)路濾波器s37的選擇輸出。
例如，在OFDM接收開始時刻，依次選擇側(cè)重同步速度的環(huán)路濾波器c31～環(huán)路濾波器e33，高速引入直到符號誤差不發(fā)生為止。
環(huán)路濾波器c31～環(huán)路濾波器h36依次從側(cè)重同步速度到側(cè)重恒定特性來進行設(shè)定。
接著，由模擬多路復(fù)用器38依次在環(huán)路濾波器f34～環(huán)路濾波器h36中選擇環(huán)路濾波器，以使位誤差變少。
在此過程中，如果位誤差增加，考慮為其一個之前的環(huán)路濾波器是最佳的，就中止選擇動作，固定在該環(huán)路濾波器上。
下面對選擇環(huán)路濾波器s37的情況進行說明。
另一方面，不是象上述那樣，使用多個環(huán)路濾波器依次進行切換的方法，而是考慮使用應(yīng)用圖2所示的開關(guān)電容的環(huán)路濾波器39。
該環(huán)路濾波器39通過給控制器端子提供任意的時鐘，就能連續(xù)地判斷濾波特性，如果使用它就不使用多個環(huán)路濾波器，由此而能夠?qū)崿F(xiàn)具有更簡單構(gòu)成的優(yōu)良的基準載波重放裝置。
當(dāng)考慮到在多總線環(huán)境下的移動接收時，由電場強度的差；來產(chǎn)生衰落(包絡(luò)線變動)。由此，導(dǎo)頻載波受到影響，不能得到穩(wěn)定的相位同步。
在此情況下，在充分考慮在一瞬間失去相位同步，而在圖象傳輸中應(yīng)用OFDM的情況下，就會發(fā)生圖象中斷(靜止)的事態(tài)。
在此情況下，選擇圖1所示的的環(huán)路濾波器s37來解決該問題，下面進行說明。
如果出現(xiàn)來自ECC輸出電路29的符號誤差突發(fā)的狀態(tài)，由多通道仿真器(未圖示)進行模擬，通過誤差率檢測電路30由模擬多路復(fù)用器38進行選擇而切換為具有事先求出的特性的環(huán)路濾波器s37。
該環(huán)路濾波器s37具有使同步特性優(yōu)先于恒定特性的特性，頻帶寬于其他環(huán)路濾波器31～36，而展寬了引入范圍，而具有能夠大大減少符號誤差的特性。
由此，即使符號誤差突然發(fā)生，也能首先防止圖象中斷(靜止)的事態(tài)。
下面，控制循環(huán)為返回上述的通常的環(huán)路濾波器選擇過程的程序。
根據(jù)上述那樣的本發(fā)明，由于能夠通過使用ECC的誤差率檢測電路，來選擇最佳的環(huán)路濾波器特性，就能提供適應(yīng)于接收狀況的優(yōu)良的基準載波重放裝置。
根據(jù)本發(fā)明，由于能夠通過使用ECC的誤差率檢測電路，來選擇最佳的環(huán)路濾波器或環(huán)路濾波器特性，就能提供適應(yīng)于接收狀況的優(yōu)良的基準載波重放裝置。
根據(jù)本發(fā)明，能夠通過使用ECC的誤差率檢測電路，從誤差率的結(jié)果來檢測傳輸路徑的急劇變化(出現(xiàn)符號誤差突發(fā)的狀態(tài))，來選擇事先通過模擬而求出的使同步特性優(yōu)先于恒定特性的特性的環(huán)路濾波器，由此，就能提供圖象不會中斷的適應(yīng)于接收狀況的優(yōu)良的基準載波重放裝置。
附圖中的標(biāo)號說明圖1中6相位比較器29ECC輸出電路30誤差率檢測電路31環(huán)路濾波器c32環(huán)路濾波器d33環(huán)路濾波器e34環(huán)路濾波器f35環(huán)路濾波器g36環(huán)路濾波器h37環(huán)路濾波器s圖2中6相位比較器39開關(guān)電容環(huán)路濾波器29ECC輸出電路30誤差率檢測電路30圖3中13ECC輸入電路14IFFT15防護間隔附加器16D/ALPF17正交調(diào)制器18中頻振蕩器19變頻器20發(fā)射部21接收部22變頻器23中頻放大器24正交解調(diào)器25基準載波重放電路26A/D27防護間隔處理器28FFT QAM解碼器29ECC輸出電路在圖6中6相位比較器9正交相位檢波器10環(huán)路濾波器a11環(huán)路濾波器b在圖9中2基準載波抽出濾波器3基準載波重放電路4乘法器5乘法器在圖10中6相位比較器7環(huán)路濾波器8壓控振蕩器VCO
權(quán)利要求
1.一種OFDM基準載波重放裝置，具有相位比較裝置、濾波裝置和電壓控制振蕩裝置，用于對通過包含同步用副載波信號的OFDM(正交頻分復(fù)用)調(diào)制方式所傳輸?shù)腛FDM信號進行解調(diào)，其特征在于，進一步包括誤差檢測裝置，從ECC(糾錯碼)電路的信號輸出求出誤差率；濾波器選擇裝置，根據(jù)上述誤差率的結(jié)果，從構(gòu)成上述濾波裝置的多個環(huán)路濾波器中選擇最佳的環(huán)路濾波器。
2.一種OFDM基準載波重放裝置，具有相位比較裝置、濾波裝置和電壓控制振蕩裝置，用于對通過包含同步用副載波信號的OFDM(正交頻分復(fù)用)調(diào)制方式所傳輸?shù)腛FDM信號進行解調(diào)，其特征在于，進一步包括誤差檢測裝置，從ECC(糾錯碼)電路的信號輸出求出誤差率；濾波器控制裝置，根據(jù)上述誤差率的結(jié)果，來控制能夠使傳輸特性連續(xù)變化的環(huán)路濾波器。
3.一種OFDM基準載波重放裝置，具有相位比較裝置、濾波裝置和電壓控制振蕩裝置，用于對通過包含同步用副載波信號的OFDM(正交頻分復(fù)用)調(diào)制方式所傳輸?shù)腛FDM信號進行解調(diào)，其特征在于，進一步包括誤差檢測裝置，從ECC(糾錯碼)電路的信號輸出求出誤差率；濾波器選擇裝置，根據(jù)上述誤差率的結(jié)果，在檢測到傳輸路徑的急劇變化的情況下，選擇具有與構(gòu)成上述濾波裝置的其他環(huán)路濾波器相比使同步特性最優(yōu)先而展寬引入范圍的特性的環(huán)路濾波器。
全文摘要
本發(fā)明的OFDM基準載波重放裝置,具有相位比較裝置6和濾波裝置和電壓控制振蕩裝置(VCO)8,用于對通過包含同步用副載波信號的OFDM調(diào)制方式所傳輸?shù)腛FDM信號進行解調(diào),進一步包括:誤差檢測裝置,從ECC(糾錯碼)電路的信號輸出求出誤差率;濾波器選擇裝置,根據(jù)上述誤差率的結(jié)果,從構(gòu)成上述濾波裝置的多個環(huán)路濾波器中選擇最佳的環(huán)路濾波器。
文檔編號H04J11/00GK1194520SQ98100558
公開日1998年9月30日 申請日期1998年2月20日 優(yōu)先權(quán)日1997年2月28日
發(fā)明者佐伯隆昭 申請人:日本勝利株式會社