專利名稱：用于數(shù)字發(fā)射信號接收機的抽樣控制回路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于數(shù)字發(fā)射信號(以正交調(diào)制的符號形式發(fā)射的信號)接收機的抽樣控制回路。這種發(fā)射方法以下面的縮略符號而聞名FSK(移頻鍵控)，PSK(相移鍵控)，BPSK(二進制相移鍵控)，QPSK(四進制相移鍵控)以及QAM(正交調(diào)幅)。用于這些方法的接收機電路在這一技術(shù)中是知道的，并且通常在結(jié)構(gòu)上都差不多。一個重要的組成部分是確保數(shù)字發(fā)射信號的信息在正確的時刻被抽樣的模擬或數(shù)字抽樣控制回路。這些信號的最佳抽樣在時間上與所發(fā)射數(shù)據(jù)流的符號緊密相連并且與接收機端的處理是模擬式還是數(shù)字式開關(guān)。如果處理為數(shù)字式，則數(shù)字化速率當然必須至少和所發(fā)射符號的數(shù)據(jù)速率一樣高。通常，數(shù)字化速率比這一數(shù)值高得多，例如至少高一個數(shù)量級，且數(shù)字化速率可以是自由振蕩或者鎖定到符號速率上的。
在Floyd M.Gardner的論文“一種用于抽樣接收機的BPSK/QPSK定時誤差檢測器”(1986年5月出版的IEEE通信論文集卷COM-34,No.5，第423至429頁)中，詳細敘述了如何能根據(jù)相應(yīng)的符號確定出定時誤差來。為了消除這些定時誤差，使用一種未曾詳細敘述的抽樣控制回路。這個控制回路包括一個定時誤差檢測器和一個輸出反饋到抽樣級的定時誤差校正器。
WO96/11526披露了一種用于接收數(shù)字發(fā)射信號的電路的抽樣控制回路，其中數(shù)字化借助兩個模/數(shù)轉(zhuǎn)換器發(fā)生在正交解調(diào)器之后?？刂苹芈犯淖償?shù)字化時鐘的頻率和相位，從而把對符號的抽樣時刻調(diào)節(jié)得最佳。
WO96/17549披露了一種用于接收數(shù)字發(fā)射信號的電路的抽樣控制回路，其中數(shù)字化發(fā)生在正交解調(diào)之前。數(shù)字化速率與所接收符號的速率和相位無關(guān)。在本實施例中，通過一個數(shù)字內(nèi)插電路(數(shù)字式再抽樣器)形成對相應(yīng)符號的最佳抽樣時刻。
數(shù)字編碼和通過符號發(fā)射的已知優(yōu)點是只要在接收機端可靠地識別符號，發(fā)射路徑和接收機不會增加任何附加的干擾或噪聲。各個符號的可識別性會受到疊加的干擾和噪聲信號損害，因為干擾和噪聲信號可將原始的點狀符號在向量圖中的位置模糊成一塊區(qū)域的相位和幅度分布。此外，如果對各個符號的抽樣時刻與標稱數(shù)值不同，則在不利的接收條件下，可靠的符號識別不再得到保障。
上述接收或計算數(shù)字發(fā)射信號的缺點涉及到對常規(guī)接收機電路不再值得接收的工作條件。從這一現(xiàn)有技術(shù)出發(fā)，本發(fā)明的目的是將接收電路做得對干擾的靈敏度更低些。
這個目的通過將接收電路的抽樣控制回路與一個計算裝置相耦合來達到，計算裝置則根據(jù)可利用的信號對定時誤差檢測器測出的相應(yīng)定時誤差數(shù)值確定出一個可靠性數(shù)值，并根據(jù)所確定的可靠性數(shù)值影響抽樣控制回路。
本發(fā)明的基本點是在出現(xiàn)嚴重的被干擾信號、抽樣控制回路的跟蹤由于不時地錯誤確定定時誤差數(shù)值、極大地增加錯誤識別的符號的數(shù)目已經(jīng)受到相當干擾的情況下進行識別。在出現(xiàn)嚴重的被干擾信號時，抽樣控制回路會響應(yīng)得過分靈敏或者甚至朝錯誤的方向響應(yīng)。引入可靠性數(shù)值使得能夠根據(jù)相應(yīng)的信號狀態(tài)適當?shù)乜刂瞥闃涌刂苹芈贰榱诉_到這一點，在小的可靠性數(shù)值時，抽樣控制回路被做得整個地靈敏度較低或者對給定的頻率分量的靈敏度較低，或者以適當?shù)姆椒ㄐ薷目刂茣r間常數(shù)。這樣，錯誤確定的定時誤差數(shù)值雖不被抑制，但在一個時間上平均，其作用就降低了。
特別有效的是例如借助衰減或閉鎖的非線性處理，其中估計可能錯誤確定的定時誤差數(shù)值對抽樣控制回路的影響很輕微或者沒有影響。這就解決了在單個的基礎(chǔ)上處理定時誤差數(shù)值，，處理視相應(yīng)的可靠性數(shù)值而定。這種單個衰減、加權(quán)或閉鎖所具有的優(yōu)點是以單脈沖或脈沖串的形式出現(xiàn)的干擾不會影響控制之下的條件。在正常的接收條件下，無論是抽樣控制回路的控制斜率還是控制速率均不因這些措施而改變。
為了確定出可靠性數(shù)值，計算出由干擾產(chǎn)生的特征信號變化。如上所述，符號在向量圖中的位置在相位方向和幅度方向兩個方向伸展。所測得的相位和幅度誤差數(shù)值可以表示相應(yīng)的可靠性的一個測度。誤差數(shù)值越小，可靠性越大，所確定的定時誤差數(shù)值不正確的概率越小。
類似地，可靠性可以根據(jù)正交信號分量以及它們與標稱數(shù)值的偏差確定。為了改善存在不良品質(zhì)信號情形下的接收條件，通過例如預(yù)置用于被測誤差數(shù)值的閾值，相對粗略地確定出可靠性數(shù)值就足夠了。
當然，使用復(fù)雜得多的線路或者以另一種方式例如通過計算已解調(diào)的或仍待解調(diào)的信號中與干擾有關(guān)的變化來形成可靠性數(shù)值也是可能的。借助濾波器電路，可以把確定限制在很大程度上與調(diào)制無關(guān)的頻率范圍。可靠性數(shù)值也可以根據(jù)以某種形式或其他形式轉(zhuǎn)換或變換了的信號確定。這可以例如說通過將接收電路的正交調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為具有極坐標的信號然后再根據(jù)幅度和相位分開計算的解算器做到。通過相應(yīng)的誤差數(shù)值，可靠性數(shù)值也可以被確定為一個加權(quán)因子。加權(quán)可以用有關(guān)閾值分成各個等級。在極限的情形，可靠的范圍可以用一個單一閾值或者用一個閾值窗口確定。這相當于一個數(shù)字的是/非可靠性數(shù)值。
如果按照Nyquist判據(jù)(通常都是這種情形)發(fā)射各個符號或它們的相關(guān)同相和正交分量(下文也稱作“I”分量和“Q”分量)，確定可靠性數(shù)值就變得特別簡單。每個要被發(fā)射的符號或比特都具有一個傳遞函數(shù)，傳遞函數(shù)在相應(yīng)的抽樣時刻具有一個正或負的信號數(shù)值，并在符號周期的所有其他整倍數(shù)處具有信號數(shù)值“零”。中間時間范圍內(nèi)的信號狀態(tài)雖異于零，但其包絡(luò)線在僅有幾個符號周期的區(qū)間內(nèi)盡可能快地趨向于零。借助這一規(guī)則，只要抽樣準確發(fā)生在預(yù)定的符號抽樣時刻，符號間的干擾就可避免。利用定時誤差檢測器來確定出當前符號抽樣時刻與最佳符號抽樣時刻之間的時間差。
使用Nyquist判據(jù)確定可靠性數(shù)值是以傳遞函數(shù)的時間特性為基礎(chǔ)的。僅是那些與相應(yīng)的I或Q分量的正負號變化有關(guān)的定時誤差數(shù)值才允許用于抽樣控制回路。定時誤差數(shù)值可以合乎理性地僅根據(jù)正負號變化的樣本數(shù)值與時間無關(guān)的信號變化來確定。于是，基于僅由干擾信號而不是由真正的正負號變化引起的信號差的視在定時誤差數(shù)值被抑制掉。用于確定抽樣出來的I或Q分量的正負號變化的一種簡單電路由一個“異或”門構(gòu)成，其第一和第二輸入端被分別直接饋以正負號位和延遲一個符號周期的正負號位。
通過在一個存儲裝置中存儲包含有正交信號成分或識別出的符號成分或者接收電路的其他信號的一個信號序列可獲得可靠性數(shù)值生成方法的進一步改進。由于所存儲的模擬或數(shù)字信號序列(其范圍用一個跟蹤窗口區(qū)間界定)覆蓋一個主要的信號范圍，因而可以進行更仔細的分析來確定可靠性數(shù)值。
如果跟蹤窗口區(qū)間擴展到至少四個接連的符號或者有關(guān)實際樣本數(shù)值的時間范圍，則可以通過一種簡單的邏輯運算確定出一個很有效的可靠性數(shù)值。邏輯運算意味著只有當定時誤差數(shù)值在時間上與所存儲信號序列的正負號相關(guān)時，才認為可靠性數(shù)值是足夠的。在數(shù)字化樣本的情形，為了檢出正負號變化，只需檢查符號位。通過只計算正負號變化，就已經(jīng)能夠發(fā)現(xiàn)抽樣控制回路的機能中的某種改善。
用于可靠性數(shù)值的其他判據(jù)涉及確定一個基準信號幅度。后者起到一個在正負號變化范圍內(nèi)用于信號數(shù)值的基準量的作用。相應(yīng)的定時誤差數(shù)值可以通過與基準信號幅度的比較根據(jù)與時間無關(guān)的信號數(shù)值的變化來確定，在最簡單的情形則通過使用簡單線性關(guān)系近似的方法確定。但是，如此確定的定時誤差數(shù)值只是在所存儲的信號序列至少在起著確定基準信號幅值作用的兩個抽樣時刻邏輯穩(wěn)定時才被認為是可靠的，借助設(shè)想的線性近似法，用于基準信號幅值的樣本數(shù)值是在正負號變化之前還是在變化之后都沒有關(guān)系。這只對選擇和數(shù)學(xué)組合相應(yīng)的樣本數(shù)值有一點影響。
如果可靠性數(shù)值對應(yīng)于具有一個數(shù)值的數(shù)字信號，則借助一個受可靠性數(shù)值控制的邏輯阻塞器件例如借助一個門電路禁止向抽樣控制回路傳遞時間誤差數(shù)值。根據(jù)所存儲的信號序列形成可靠性數(shù)值的方法可以很容易地與模擬抽樣控制回路結(jié)合起來。
通過采取適當措施，將用于抽樣內(nèi)插器的定時誤差校正數(shù)值在正負兩個方向限制在二分之一個抽樣周期之內(nèi)。如果定時誤差校正數(shù)值超過這個極限，定時誤差校正將涉及鄰近的更靠近的樣本數(shù)值，同時改變定時誤差校正數(shù)值的正負號。在一種全數(shù)字設(shè)備中，抽樣周期與通過數(shù)字化確定出的實際樣本數(shù)值有關(guān)系。為了在一個實際抽樣區(qū)間上不出現(xiàn)會在所算出的定時誤差校正數(shù)值和實際樣本數(shù)值之間的單一聯(lián)系中產(chǎn)生沖突的兩個內(nèi)插樣本數(shù)值，最好是通過數(shù)字化確定的實際樣本數(shù)值的數(shù)目選擇得大于內(nèi)插樣本數(shù)值的數(shù)目。那樣的話，每當定時誤差校正數(shù)值變得大于二分之一個抽樣周期時，就跳過一個實際樣本數(shù)值。像在模余函數(shù)的情形一樣，定時誤差校正數(shù)值變?yōu)橐粋€負值，然后再連續(xù)不斷地接近于正極限值。這就在算出的定時誤差校正數(shù)值和實際樣本數(shù)值之間建立一種單一的聯(lián)系。數(shù)字化速率和內(nèi)插速率之間的差值必須大于發(fā)射機端和接收機端一切最壞情況的符號與時鐘頻率容差。
現(xiàn)在將參照附圖非常詳細地說明本發(fā)明及其更進一步的優(yōu)點方面，在附圖中

圖1是根據(jù)本發(fā)明的抽樣控制回路的原理方框圖；圖2示出正交信號分量的波形；圖3是一個振幅相位示意圖；圖4示出三個傳遞函數(shù)；圖5示出正交信號分量的示意波形；圖6示出定時誤差數(shù)值的一種線性計算方法；圖7大略示出用于可靠性數(shù)值的四種有效狀態(tài)；圖8大略示出用于可靠性數(shù)值的另外四種有效狀態(tài)；圖9是用于形成一個定時誤差校正信號的電路方框圖；以及圖10示出一個自由振蕩數(shù)字化時鐘頻率的定時誤差校正信號。
作為本發(fā)明的一個實施例，圖1示出一個抽樣控制回路1被合并在用于接收數(shù)字發(fā)射信號S的電路2中。定時誤差檢測器3根據(jù)接收電路的信號，特別是根據(jù)正交信號分量I,Q形成一個定時誤差數(shù)值td，借助濾波器由td導(dǎo)出一個定時誤差校正數(shù)值tk來控制插在接收電路2的信號通路中的抽樣內(nèi)插器4。抽樣內(nèi)插器被饋以一對來自正交解調(diào)器5的正交信號分量Si1,Sq1，正交解調(diào)器5則是將正交調(diào)制的輸入信號Sr轉(zhuǎn)換為基帶或者一個低頻率。在圖1的接收電路2的實施例中，加到正交解調(diào)器5的信號Sr是一個在前面的信號源6中根據(jù)內(nèi)部或外接系統(tǒng)時鐘發(fā)生器7提供的系統(tǒng)時鐘Cl數(shù)字化了的數(shù)字化信號。信號源6可以是一個經(jīng)由天線接收數(shù)字式調(diào)制信號S的調(diào)諧器，但也可以是一個存儲裝置或有線臺站或者是它適宜配用的任何其他裝置。在圖1的接收電路2的數(shù)字設(shè)施中，抽樣內(nèi)插器4的正交混頻和內(nèi)插也受系統(tǒng)時鐘Cl的控制。對于數(shù)字正交混頻，本地振蕩器8向正交解調(diào)器5供給數(shù)值相當于余弦信號COS和正弦信號Sin的數(shù)字信號。
抽樣內(nèi)插器4提供一對內(nèi)插的正交信號分量Si2,Sq2饋到Nyquist接收濾波器9。這個濾波器9與發(fā)射機端的Nyquist濾波器(未示出)相配合并確定出上面提到的傳遞函數(shù)(也可參見圖4)。通常，Nyquist接收濾波器9后面跟一個其中處理速率盡可能降低最好降低到符號速率的十中抽一采樣級9.1。Nyquist接收濾波器9或者其后面的十中抽一采樣級9.1的輸出因而也是一對正交信號分量I,Q，饋給符號判決級10，定時誤差檢測器3、以及一個根據(jù)這些正交信號分量和/或另外的信號確定出可靠性數(shù)值V的計算裝置11。
在圖1的實施例中，正交信號分量I,Q還加到解算器12將它們轉(zhuǎn)換為一對具有極坐標b,φ的信號分量Sb,Sp，并且至少將這些信號Sb,Sp中的一個饋給計算裝置11。在計算這些信號I,Q,Sb,Sp以形成可靠性數(shù)值V期間，正負號和幅值都很重要，因為對相應(yīng)的標稱值的可允許偏差可以簡單地通過預(yù)置開關(guān)閾值k1至k7隨后確定出來。
如果在計算裝置11中使用符號分量即符號判決級10的輸出信號Qs,Is，則可靠性數(shù)值V的確定甚至?xí)唵涡?。這些信號僅含有相應(yīng)的正交信號分量I,Q的正負號。在QPSK調(diào)制的情形，每一對符號分量Is,Qs定義四種不同符號當中的一種。將各個符號分離成一種輸出數(shù)據(jù)流dat(就用它重建原始數(shù)字信號S)發(fā)生在輸出級13中。符號分量Is,Qs實際上被規(guī)定為最佳符號抽樣時刻tso，等等。
符號分量Is,Qs在計算裝置11中僅通過所存儲的正負號序列計算。和在其他信號的情形一樣，通過幅值計算是不必要的。當然，可靠性數(shù)值V也可以通過將所有這些方法(其中每一計算方法至少確定出一個足夠的可靠性數(shù)值V)組合起來形成。如果有一個可靠性數(shù)值不夠，所測得的定時誤差td就是有問題的，不應(yīng)當饋入到抽樣控制回路1中。
為了完備性起見，用于在正交解調(diào)器5中校正載波頻率的反饋通路也在接收電路2中表示出來了。它包含有一個或者用正交信號分量I,Q，或者用解算器12的輸出信號Sb,Sp饋給的載波控制級14。來自載波控制級14的振蕩器控制信號OK控制本地振蕩器8的頻率，在本實施例中，本地振蕩器8是一種輸出信號Cos,Sin可以通過一個存儲表形成的數(shù)字式振蕩器。
作為例子，圖2示出正負號變化范圍的同相分量I或正交分量Q波形。有關(guān)數(shù)字樣本數(shù)值用虛線和小圓圈表示，但這也可以是接收電路2的其他樣本數(shù)值Sr。由于噪聲和干擾作用，正交信號分量I,Q會偏離正或負的標稱數(shù)值。定義可靠性數(shù)值的可靠信號范圍分別通過閾值k1,k2,k3和k4限制。小的正交信號分量I,Q特別關(guān)鍵，以致內(nèi)閾值k2,k3非常重要，而外閾值k1,k4則甚至可以略去不管。當正交信號分量I,Q通過解算器12變換為極坐標b,φ時，相應(yīng)的信號數(shù)值是一個絕對值Sb和一個相位值Sp。噪聲或干擾成分越大，對所要求的絕對值bsoll和所要求的相位值φsoll的偏差越大。通過預(yù)置閾值k6,k7和k5，可用一種簡單的方法將可靠范圍與不可靠范圍分離開以確定出可靠性數(shù)值V。
當然，對圖2和3中控制是/否決策的諸閾值可以補充更多的閾值，以便能夠使用不同的可靠性等級，并且允許對相應(yīng)的可靠性數(shù)值加權(quán)。
圖4示出用于三個接連符號S2,S3,S4的正交信號分量I,Q之一的理論傳遞函數(shù)h(t)。第一個傳遞函數(shù)h2屬于符號S2，表示在符號抽樣時刻ts2處的邏輯0狀態(tài)。符號S3的傳遞函數(shù)h3示出在符號抽樣時刻ts3處的邏輯1狀態(tài)。在符號抽樣時刻ts4，第四個符號S4的傳遞函數(shù)h4也示出邏輯1狀態(tài)。各傳遞函數(shù)h2至h4均滿足Nyquist判據(jù)，在各個符號抽樣時刻ts1至ts6允許分別被賦予邏輯1和0狀態(tài)的歸一化信號數(shù)值+1和-1僅適用一個單個傳遞函數(shù)h(t)。所有其他的傳遞函數(shù)h(t)在符號抽樣時刻均通過信號數(shù)值0。在符號抽樣時刻ts1至ts6之間，所有的傳遞函數(shù)h(t)均影響信號，但這種影響的數(shù)值隨著對有關(guān)符號抽樣時刻的距離的不斷增加而降低。
由圖4顯然看出，相應(yīng)符號上的信息僅在符號抽樣時刻計算才能不受相鄰符號的干擾。當前符號抽樣時刻離開相鄰的兩個最佳抽樣時刻越遠，符號間的干擾越大。應(yīng)當指出，可以把“當前符號抽樣時刻”理解為實際抽樣和內(nèi)插抽樣兩者。在內(nèi)插抽樣的情形，樣本數(shù)值僅表示一個由鄰近的實際樣本數(shù)值Si1和Sq1算出的一個數(shù)量。
為了由1分量和/或Q分量確定出定時誤差數(shù)值td，以容易計算的近似函數(shù)代替圖4所示的傳遞函數(shù)h(t)。例如說，相應(yīng)于傳遞函數(shù)h3的近似函數(shù)為函數(shù)h3’，它在符號抽樣時刻ts2和ts4之間線性上升至數(shù)值+1，然后再線性下降。在這個時間范圍之外，以及在符號抽樣時刻之間傳遞函數(shù)h3’處處都具有數(shù)值0。對于所發(fā)射的邏輯0狀態(tài)，則使用負向近似函數(shù)，可比較傳遞函數(shù)h2參閱傳遞函數(shù)h2’的軌跡。在符號抽樣時刻ts1至ts3之外，近似函數(shù)h2’也具有數(shù)值0。在符號抽樣點ts2，則得到歸一化的信號電平-1。
如果各個正交分量I,Q均由這種近似函數(shù)組成，計算定時誤差數(shù)值td就變得更簡單些。這由圖5和6中的例子說明。這些圖示出正交信號分量I,Q之一從對應(yīng)于邏輯0狀態(tài)的負信號電平-am過渡到對應(yīng)于邏輯1狀態(tài)的正信號電平+am時的近似變化。符號S0至S3的最佳信號狀態(tài)應(yīng)當在抽樣時刻ts0至ts3抽樣。如果當前抽樣與最佳符號抽樣時刻不一致，則在當前符號抽樣時刻落在狀態(tài)變化范圍內(nèi)的情形下所測出的信號幅度a0至a3將與最大數(shù)值am不同。當前符號抽樣時刻在圖5中以tr0,tr1和tr2表示。在與圖5相似的圖6中，為清晰起見，略去抽樣時刻的表示符號。
在圖5中，時間軸才指向右方。當前的或?qū)嶋H的符號抽樣時刻tr0至tr2相對于最佳符號抽樣時刻ts0至ts3向右方即朝較大的時間值移動。因此，定時誤差數(shù)值為正值。如果信號狀態(tài)在兩個符號抽樣時刻ts2和ts3之間沒有變化，則在該兩個時刻之間抽樣的信號幅度a2根本不會變化。因此這樣一個信號幅度a2可以充當標稱幅度+am或-am的基準值。通過傳遞函數(shù)h(t)的分段線性化，定時誤差數(shù)值td可以根據(jù)所測出的信號幅度a1與基準信號幅度a2相比較以及已知的符號周期Ts確定出來。下面的線性關(guān)系成立a1=a2-2×a2×td/Ts=am×(-1+2xtd/Ts)(1)對兩個相等的信號幅度a0,a1的比較提供不了有關(guān)定時誤差數(shù)值td的任何信息，因為兩個信號幅度都具有一個正負號變化。于是，只有根據(jù)比較信號幅度a2和a1確定出的定時誤差數(shù)值才是可靠的。但是，這些都與符號S1,S2,S3的狀態(tài)相聯(lián)系，而符號S0的狀態(tài)則沒有多大意義。
圖6示出一個可比較的信號變化，但是有關(guān)的定時誤差數(shù)值td為負值。因為當前的抽樣時刻tr0至tr3朝負方向移動，關(guān)于最大信號幅度+am的提法僅當信號幅度a1在最佳抽樣時刻ts0和ts1之間因而在實際抽樣時刻tr0和tr1之間邏輯穩(wěn)定的情形才有可能。因此，當檢查信號幅值是否適合于用作基準值時，在信號幅值a0和a1之間必須不出現(xiàn)正負號變化，而幅度差則忽略不計。于是定時誤差數(shù)值td可以根據(jù)測得的信號幅度a1,a2以及信號抽樣周期Ts用下面的方程算出a2=-a1+2×a1×td/Ts=am(-1+2×td/Ts)(2)由圖6可以看出，對于負的定時誤差數(shù)值td，必須存儲和計算在符號抽樣時刻ts0,ts1和ts2的信號波形，而符號抽樣時刻ts3的狀態(tài)則是任意的。因此，在存儲器電路中存儲四個相鄰符號分量Is和/或Qs，并根據(jù)定時誤差數(shù)值的正負號使用前三個或后三個存儲狀態(tài)進行計算是合適的。如果所存儲的信號序列與所確定的定時誤差數(shù)值相適應(yīng)，則測量就是可靠的；在所有其他情形，都是靠不住的。這一情形下的可靠性數(shù)值V就是一個簡單的是/非信號。
解兩個方程(1)和(2)可以很容易地求出td。相應(yīng)的計算可用單片計算電路或者通過子程序很容易地實現(xiàn)。兩個方程的計算和邏輯檢查四種存儲狀態(tài)必須并行進行會稍微有點干擾。但是，通過使用所測出信號幅度a2的正負號函數(shù)Sign(a2)，可以將兩個不同的方程變換為一個單一的方程(3)f(td)=Sign(a2)×(a1+a2) (3)=+1×(-am+am×(-1+2×td/Ts))(4)=2×am×td/Ts (5)解方程(5)求td就產(chǎn)生出用于定時誤差數(shù)值td的正確結(jié)果。
應(yīng)當指出，方程(1)和(2)的右側(cè)各自都包括因子“am”并且恒等，因子“am”對應(yīng)于基準信號幅度的無正負號數(shù)值。不管這個無正負號的數(shù)值“am”是在正負號變化之前還是在變化之后抽樣，對于計算最終定時誤差數(shù)值td都不重要。如果必要，用于根據(jù)兩個測得信號幅值a1,a2確定定時誤差數(shù)值td的方程都必須適用。在任何情形下，必須保證有關(guān)符號分量Is,Qs在確定相應(yīng)的基準信號幅度a0,a1,a2或a3的范圍內(nèi)邏輯穩(wěn)定，如圖7和8所示。
圖7大略示出一個在方程(3)中可以用一種簡單的方法組合一個有效可靠性數(shù)值V的四種狀態(tài)。在符號抽樣時刻ts0至ts3或者有關(guān)的抽樣時刻tr0至tr3，示出了相應(yīng)符號分量Is或Qs的邏輯0和1狀態(tài)。符號“X”表示有關(guān)的邏輯狀態(tài)沒有意義；不參與邏輯計算。
首先建立具有不同正負號的相鄰信號幅度a1和a2的計算電路并根據(jù)信號差確定出初步的定時誤差數(shù)值。這個數(shù)值是否可靠依賴于假設(shè)的基準信號幅度(即兩個數(shù)值中較大的一個)是否實際上就是這樣一個幅度。這只能通過將正負號與相鄰的當前樣本數(shù)值a0或a3相比較來確定。在這個確定期間必須不出現(xiàn)正負號變化。因為那樣的話符號分量Is,Qs的邏輯狀態(tài)在這一范圍內(nèi)肯定不穩(wěn)定。
在圖7和8的概略表示中，用彎箭頭指出兩個樣本數(shù)值a1,a2的哪一個是與時間有關(guān)的，哪一個是基準信號幅值。箭頭指向基準信號幅度，即指向較大的數(shù)值，箭尾指向依賴于定時誤差數(shù)值td的信號幅度。
在圖8的例子中，正負號的變化在任何情形都發(fā)生在樣本數(shù)值a1和a2之間。但是，有可能這兩個樣本數(shù)值的任何一個都不適合用作基準幅值，因為兩個樣本數(shù)值a1和a2各自具有一個符號分量Is,Qs的狀態(tài)變化。這在圖8的例子中用信號波形(參閱虛線)和帶圓括號的符號分量(0)或(1)表示。盡管如此，只要鄰域的邏輯穩(wěn)定數(shù)值可用作基準信號幅值，還是能夠確定出有效的定時誤差數(shù)值來。這就是圖8所示四種不同符號序列的情形。選用位于邏輯穩(wěn)定狀態(tài)之間的樣本數(shù)值a0或a3作基準信號幅值，以使它不依賴于定時誤差數(shù)值td。在圖8給出的四個例子中，彎箭頭的頭部表示相應(yīng)的基準信號幅值a0或a3。
有16種可能的組合對應(yīng)于四種存儲符號狀態(tài)Is,Qs。其中的四種被認為是可靠的，如圖7所示。另外包括上圖8的組合就增加了可能組合的數(shù)目(盡管可能會與圖7給出的組合重疊)。
圖9示出根據(jù)方程(3)的計算電路20的一個實施例的方框圖，作為與計算裝置11連接的定時誤差檢測器3的一部分。計算裝置11接收所檢出的符號分量Is,Qs。計算電路20接收相應(yīng)的正交信號分量I,Q作為信號幅值a0至a3。計算電路20的輸入級是一個符號延遲級21，它接收最新的信號幅值a3。其輸出端輸出信號幅值a2提供給第二符號延遲器件22和加法器23的第一輸入端。延遲器件22的輸出端提供信號幅值a1供應(yīng)到加法器23的第二輸入端。正負號信號Sign(a2)從符號延遲級21的輸出端接出來并饋到乘法器24的第一輸入端。第二輸入端由加法器23的輸出饋給。乘法器24的輸出端輸出根據(jù)方程(5)的定時誤差數(shù)值td乘以比例尺因子Ts/(2×am)。如果將計算電路20復(fù)制，則定時誤差數(shù)值可以由兩個正交信號分量I,Q算出。因此，可靠性數(shù)值V也必需由兩個符號分量Is,Qs形成。借助這一措施，有效時間誤差數(shù)值的數(shù)字幾乎增加一倍，從而使抽樣控制回路1的控制變得更平滑。
在最簡單的情形，計算裝置11包括一個使對應(yīng)于符號S0至S3的四個接連的符號分量Is或Qs同時可用的存儲器件30。這個存儲器可借助三個串聯(lián)連接的符號延遲器件31,32,33獲得。存儲器件30的四個抽頭連接到邏輯級34，后者通過使用定時誤差數(shù)值td的正負號執(zhí)行根據(jù)圖7的檢查。邏輯級34的輸出就是控制阻塞器件35的可靠性數(shù)值V，在所示的例子中阻塞器件35是一個用于時間誤差數(shù)值td和可靠性數(shù)值V的“與”門。乘法器36將阻塞器件35的輸出乘以一個作為回路增益系數(shù)預(yù)置并且可通過控制機構(gòu)(未示出)調(diào)節(jié)的數(shù)字數(shù)值P。這個乘法器36的輸出饋給一個充當控制回路中用于定時誤差數(shù)值td的積分器的累加器37。累加器的輸出提供一個定時誤差校正數(shù)值tk饋給抽樣內(nèi)插器4作為控制數(shù)值。累加器37的溢出信號OV用于使抽樣內(nèi)插器4在累加器37中出現(xiàn)溢出時跳過一個實際樣本數(shù)值Si1,Sq1。這種跳越借助圖10來說明。
圖10以簡略時間圖的形式示出正交解調(diào)器5之后的實際樣本數(shù)值Si1,Sq1。抽樣內(nèi)插器4的輸出端的相應(yīng)內(nèi)插樣本數(shù)值Si2,Sq2示于實際樣本數(shù)值的下面。實際抽樣時刻與內(nèi)插時刻互相滑移錯過。相應(yīng)的定時誤差校正數(shù)值tk用一個指示從實際樣本數(shù)值至內(nèi)插樣本數(shù)值的時間差的箭頭示出。當在一個實際抽樣周期Tr內(nèi)得出兩個定時誤差校正數(shù)值tk時會發(fā)生第一種內(nèi)插沖突。這一點可以通過確保加到抽樣內(nèi)插器4上的數(shù)據(jù)速率(通常由數(shù)字化速率得出)大于內(nèi)插速率來防止。當內(nèi)插樣本數(shù)值Si2,Sq2具有兩個不同的定時誤差校正數(shù)值tk和tk’時，會出現(xiàn)第二種沖突。在所示例子中，這可能出現(xiàn)在時刻ta，這時定時誤差校正數(shù)值tk近似等于抽樣周期Tr的一半數(shù)值。從最后的這個抽樣時刻ta起，應(yīng)當不允許定時誤差校正數(shù)值再有任何進一步的增加，而應(yīng)當與相鄰的實際樣本數(shù)值建立聯(lián)系。
第二種沖突可以通過將兩個定時誤差校正數(shù)值tk,tk’相比較并借助最小決策來防止。但是，如果內(nèi)插樣本數(shù)值Si2,Sq2的數(shù)目大于實際樣本數(shù)值Si1,Sq1的數(shù)目，則由于可以通過定時誤差檢測器3中累加器37的溢出信號起動用于實際樣本數(shù)值Si1,Sq1的跳越或不管指令，兩種沖突都將自行解決。累加器37的溢出信號OV示于圖10的最下一條直線上。在每個累加周期Takku之后，下一個實際樣本數(shù)值SC被跳過。用這一辦法，就得到所算出的定時誤差校正數(shù)值tk和實際樣本數(shù)值Si1,Sq1之間的單一聯(lián)系。
應(yīng)當指出，上面敘述的本發(fā)明功能及其進一步的開發(fā)可以借助一個單片集成電路實現(xiàn)。各個功能單元是以電路的形式還是通過單片微處理器中的程序?qū)崿F(xiàn)都沒有關(guān)系。所述發(fā)明需要的計算量很小，以致可以很容易地使用一種現(xiàn)有的處理器。
權(quán)利要求
1．一種用于接收數(shù)字發(fā)射信號(S)的接收電路(2)的抽樣控制回路(1)，包括一個用于確定出相應(yīng)的定時誤差數(shù)值(td)-當前符號抽樣時刻(tr1至tr3)與Nyquist判據(jù)給出的最佳符號抽樣時刻(ts0至ts3)就相差這一數(shù)值(td)-的定時誤差檢測器(3)，其特征在于定時誤差檢測器(3)有一個與之耦合的計算裝置(11)根據(jù)接收電路(2)的信號(I,Q；Is,Qs；Sb,Sp；Sr)確定出一個可靠性數(shù)值(V)并根據(jù)可靠性數(shù)值(V)控制抽樣控制回路(1)。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的抽樣控制回路(1)，其特征在于接收電路(2)包括一個解算器(12)將接收電路(2)的正交調(diào)制信號(I,Q)轉(zhuǎn)換為具有極坐標(b,φ)的信號(Sb,Sp)并至少將這些信號(Sb,Sp)之一饋送給計算裝置(11)。
3．根據(jù)權(quán)利要求1或2的抽樣控制回路(1)，其特征在于在計算裝置(11)中，可靠性數(shù)值(V)通過至少一個閾值(k1至k7)確定并且靠近相應(yīng)標稱值(Isoll,Qsoll,bsoll,φsoll)的基本信號范圍被用來確定可靠性數(shù)值(V)。
4．根據(jù)權(quán)利要求1至3任一條的抽樣控制回路(1)，其特征在于計算裝置(11)根據(jù)存儲在存儲裝置(30)中的接收電路(2)的一個信號序列(I,Q；Is,Qs；Sr)確定出可靠性數(shù)值(V)。
5．根據(jù)權(quán)利要求4的抽樣控制回路(1)，其特征在于所存儲的信號序列(I,Q；Is,Qs；Sr)通過一個跟蹤窗口區(qū)間Ti界定。
6．根據(jù)權(quán)利要求5的抽樣控制回路(1)，其特征在于跟蹤窗口區(qū)間(Ti)延伸至少四個符號(S0至S3)的時間范圍。
7．根據(jù)權(quán)利要求3至6任一條的抽樣控制回路(1)，其特征在于可靠性數(shù)值(V)僅在定時誤差數(shù)值(td)在時間上具有所存儲的信號序列(I,Q；Is,Qs)的一個正負號變化時才對抽樣控制回路(1)釋放定時誤差數(shù)值(td)。
8．根據(jù)權(quán)利要求7的抽樣控制回路(1)，其特征在于可靠性數(shù)值(V)僅在所存儲的信號序列(I,Q；Is,Qs)的信號狀態(tài)顯示出在充當選擇基準信號幅值(a0至a3)的至少兩個符號抽樣時刻(ts0至ts3)或有關(guān)的當前抽樣時刻(tr0至tr3)之間沒有正負號變化時才為抽樣控制回路(1)釋放定時誤差數(shù)值(td)。
9．根據(jù)權(quán)利要求1至8任一條的抽樣控制回路(1)，其特征在于將定時誤差數(shù)值(td)向抽樣控制回路(1)的傳遞借助一個視可靠性數(shù)值(V)而定的阻塞器件(35)來控制。
10．根據(jù)權(quán)利要求1至9任一條的抽樣控制回路(1)，其特征在于視定時誤差數(shù)值(td)而定的定時誤差校正數(shù)值(tk)對應(yīng)于一個其范圍在正負方向都被限制在實際抽樣周期(Tr)的一半以內(nèi)的模余函數(shù)，內(nèi)插樣本數(shù)值(Si2,Sq2)的數(shù)目因而所算出的定時誤差校正數(shù)值(tk)的數(shù)目在一個預(yù)定的時間區(qū)同(Takku)內(nèi)小于實際樣本數(shù)值(si1,sq1)的數(shù)目，并且定時誤差校正期間在每個時間區(qū)間(Takku)內(nèi)至少有一個實際樣本數(shù)值(Si1,Sq1)被跳過。
全文摘要
為使各個符號(S0至S3)的抽樣最佳化,一種用于接收數(shù)字發(fā)射信號(S)的電路(2)的抽樣控制回路(1)連接到一個確定相應(yīng)的定時誤差數(shù)值(td)的定時誤差檢測器(3)。為了改善抽樣控制回路(1)的控制作用,一個計算裝置(11)根據(jù)接收電路(2)的信號(I,Q;Is,Qs;Sb,Sp;Sr)確定出一個可靠性數(shù)值(V)并根據(jù)可靠性數(shù)值(V)控制抽樣控制回路(1)。
文檔編號H04L27/38GK1213903SQ98119590
公開日1999年4月14日 申請日期1998年9月25日 優(yōu)先權(quán)日1997年9月26日
發(fā)明者米德雷·特梅里納克 申請人:邁克納斯·英特麥托公司