專利名稱：信號(hào)波形均衡裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用在多路數(shù)字化微波通信的接收一側(cè)的信號(hào)波形均衡裝置。
近年來，數(shù)字化微波通信的解調(diào)制解調(diào)技術(shù)，為適應(yīng)頻率的有效利用趨于多路化。例如，作為調(diào)制方式不僅使用有QPSK、16QAM，也開始使用64QAM、256QAM等。
這樣，隨著調(diào)制解調(diào)的多路化的推進(jìn)，在傳送過程中由信號(hào)失真等造成的影響也越來越大，因而，在信號(hào)接收一側(cè)保證正常信號(hào)的技術(shù)越來越顯得重要。因此，出現(xiàn)了在接收一側(cè)實(shí)施傳送過程中均衡處理的自動(dòng)適應(yīng)型均衡器。


圖13是傳輸線路及其均衡模型的示意圖。如圖13所示，來自發(fā)信機(jī)信號(hào)會(huì)根據(jù)傳輸線路的特性而變化，另外接收的信號(hào)中也會(huì)混入噪音。這樣的傳送信號(hào)，由于反射波等在時(shí)間上延遲的重影信號(hào)的影響導(dǎo)致失真、由于噪音等導(dǎo)致相位誤差及頻率誤差，各種各樣的因素錯(cuò)綜復(fù)雜，使得在接收一側(cè)觀測(cè)到的是與原始傳送信號(hào)不同的信號(hào)。
在接收信號(hào)的一側(cè)，一般是在接收機(jī)的前面串接上均衡器，將接收信號(hào)X0均衡處理成接收機(jī)所希望的信號(hào)Z0，然后，作為載波處理，利用AFC(Auto Frequency Control)實(shí)施對(duì)頻率誤差的消除以及利用APC(AutoPhase Control)實(shí)施對(duì)相位誤差的消除。
關(guān)于均衡，在噪音非常下的情況下，可以使用具有和傳輸線路的傳遞函數(shù)特性相反的均衡器，在噪音比較大的情況下，就有必要考慮的噪音的因素來設(shè)計(jì)均衡器。實(shí)際上，均衡器是由數(shù)字化濾波器構(gòu)成，所謂的數(shù)字化均衡器就是由數(shù)字化濾波器構(gòu)成的。
圖14是數(shù)字化濾波器構(gòu)成的一個(gè)實(shí)例的方框圖。在圖14中，X0為經(jīng)由傳輸線路輸入的接收信號(hào)、X1-Xm是接收信號(hào)X0經(jīng)各個(gè)延遲單元延遲后的信號(hào)，C0-Cm為均衡系數(shù)。接收信號(hào)X0通過乘法器和均衡系數(shù)C0進(jìn)行乘法運(yùn)算。同樣，信號(hào)X1-Xm通過乘法器和均衡系數(shù)C1-Cm分別進(jìn)行乘法運(yùn)算。各乘法器的乘法運(yùn)算的結(jié)果通過加法器進(jìn)行加法運(yùn)算，輸出均衡信號(hào)Z0。在數(shù)字化濾波器中，將某些延遲信號(hào)和均衡系數(shù)相乘的裝置稱為分接抽頭。由各分接抽頭將乘法運(yùn)算結(jié)果相加就得到均衡信號(hào)Z0。這時(shí)，需要計(jì)算出恢復(fù)信號(hào)的最佳均衡系數(shù)。通常，用LMS(Least Mean Square)算法計(jì)算均衡系數(shù)。
另外，作為現(xiàn)有的AFC/APC，由相位誤差檢測(cè)器、環(huán)路濾波器以及數(shù)字化VCO的功能來實(shí)現(xiàn)(參照特許公報(bào)特開平7-66843號(hào))。
如上所述，均衡器由數(shù)字化濾波器構(gòu)成，因而復(fù)數(shù)的乘法運(yùn)算是必要的，隨著分接抽頭數(shù)目的增加電路規(guī)模以及功耗也隨之急劇增大。另外，對(duì)于AFC/APC，在環(huán)路濾波器中積和運(yùn)算是必要的，并且數(shù)字化VCO在一般情況下具備存儲(chǔ)數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)手段，這樣信號(hào)的字節(jié)數(shù)增大就需要龐大的存儲(chǔ)容量。基于這樣的考慮，對(duì)于信號(hào)波形均衡裝置，削減電路規(guī)模是重要的課題。
另一方面，如圖13所示，波形均衡以及AFC/APC并不是一次處理就可以完成，經(jīng)AFC/APC處理的信號(hào)為了下一次的波形均衡的目的進(jìn)行遞歸，直至使信號(hào)達(dá)到一定基準(zhǔn)而收斂為止，波形均衡以及AFC/APC的處理過程要循環(huán)進(jìn)行多次。這樣，幾乎在同時(shí)，信號(hào)實(shí)現(xiàn)均衡并且頻率誤差以及相位誤差得到消除。換句話說，并不是首先經(jīng)波形均衡處理使信號(hào)成為均衡信號(hào)，然后再通過AFC/APC消除信號(hào)的誤差，單獨(dú)實(shí)現(xiàn)各自的功能，而是通過均衡及AFC/APC相乘的效果，來提高相互處理的效果。象這樣，無論波形均衡以及AFC/APC最初的關(guān)聯(lián)緊密與否、單獨(dú)實(shí)現(xiàn)其功能困難與否，由不具備共同功能的模塊、各自獨(dú)立的構(gòu)成就可以實(shí)現(xiàn)波形均衡和AFC/APC。
鑒于上述問題，本發(fā)明的課題是作為信號(hào)波形均衡裝置，在AFC/APC的功能和波形均衡的功能相互融合的同時(shí)，削減電路規(guī)模。
為了解決上述課題，本的發(fā)明所提出的解決手段，作為將多路調(diào)制的傳送信號(hào)的波形對(duì)傳送前的信號(hào)波形進(jìn)行均衡處理的信號(hào)波形均衡裝置，包括將輸入的調(diào)制信號(hào)按LMS(Least Mean Square)最小二乘(算)法均衡處理的波形均衡部；用于生成在上述波形均衡部中更新均衡系數(shù)所必需的誤差數(shù)據(jù)的誤差評(píng)價(jià)模塊；消除輸入調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC(Auto Frequency Control)/APC(Auto Phase Control)模塊，所述AFC/APC模塊按LMS算法消除所述輸入的調(diào)制信號(hào)的頻率誤差和相位誤差，并且利用所述誤差評(píng)價(jià)模塊生成的誤差數(shù)據(jù)來更新系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明，對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行波形均衡的波形均衡部和用于消除調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC/APC模塊共同存在，只是AFC/APC模塊和波形均衡部共用誤差評(píng)價(jià)模塊。這樣，實(shí)現(xiàn)波形均衡和AFC/APC功能的模塊不是相互獨(dú)立的，在信號(hào)波形均衡裝置中可以包含AFC/APC的功能，這樣可以大幅度地削減電路規(guī)模。
因而，在本發(fā)明的信號(hào)波形均衡裝置中，所述的波形均衡裝置部由前段和后段構(gòu)成；所述AFC/APC模塊以所述波形均衡部的前段輸出的調(diào)制信號(hào)作為輸入信號(hào)，并且將輸出信號(hào)輸入到所述波形均衡部的后段。
另外，在本發(fā)明的信號(hào)波形均衡裝置中，波形均衡部的前段為FFE(Feed Forward Equalizer)模塊、后段為DFE(Decision FeedbackEqualizer)模塊。
此外，在本發(fā)明的信號(hào)波形均衡裝置中，所述FFE模塊具有分別由FFE前置濾波器和FFE后置濾波器構(gòu)成的FFE濾波器部；所述DFE模塊具有分別由DFE前置濾波器和DFE后置濾波器構(gòu)成的DFE濾波器部；所述FFE前置濾波器和FFE后置濾波器以及所述DFE前置濾波器和DFE后置濾波器分別具有結(jié)構(gòu)相同的復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組。
另外，本發(fā)明所提出的解決手段，就是作為一種將多路調(diào)制的傳送信號(hào)的波形對(duì)傳送前的信號(hào)波形進(jìn)行均衡處理的信號(hào)波形均衡裝置包括將輸入的調(diào)制信號(hào)按LMS算法均衡處理的波形均衡部；消除輸入調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC/APC模塊；其中所述AFC/APC模塊具有用于將輸入的調(diào)制信號(hào)與用于消除頻率誤差及相位誤差的系數(shù)相乘的一個(gè)分接抽頭；根據(jù)LMS算法將所述系數(shù)進(jìn)行更新的AFC/APC系數(shù)更新部。
根據(jù)本發(fā)明，對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行波形均衡的波形均衡部和用于消除調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC/APC模塊共同存在，并且AFC/APC模塊和波形均衡部一樣基于LMS算法工作。因此，波形均衡和AFC/APC可以基于同樣的機(jī)理得以實(shí)現(xiàn)，在信號(hào)波形均衡裝置中可以包含AFC/APC的功能，這樣可以大幅度地削減電路規(guī)模。
在本發(fā)明的信號(hào)波形均衡裝置中，所述的波形均衡裝置由具有各濾波器部以及系數(shù)更新部的前段和后段構(gòu)成；所述AFC/APC模塊以所述波形均衡部的前段輸出的調(diào)制信號(hào)作為輸入信號(hào)，并且將輸出信號(hào)輸入到所述波形均衡部的后段；所述波形均衡部的前段和后段的濾波器部具有相同數(shù)量的分接抽頭。
以下對(duì)附圖及其部分符號(hào)作簡(jiǎn)要說明。
圖1是本發(fā)明所涉及的信號(hào)波形均衡裝置構(gòu)成的簡(jiǎn)略框圖。
圖2是本發(fā)明實(shí)施例1的信號(hào)波形均衡裝置構(gòu)成的示意圖。
圖3是本發(fā)明實(shí)施例1的信號(hào)波形均衡裝置中的坐標(biāo)點(diǎn)配置圖。
圖4是作為對(duì)比例，將AFC/APC模塊配置到波形均衡部之后的信號(hào)波形均衡裝置中的坐標(biāo)點(diǎn)配置圖。
圖5是本發(fā)明實(shí)施例2的信號(hào)波形均衡裝置中FFE濾波器部構(gòu)成的示意圖。
圖6是本發(fā)明實(shí)施例2的信號(hào)波形均衡裝置中DFE濾波器部構(gòu)成的示意圖。
圖7本是發(fā)明實(shí)施例2的信號(hào)波形均衡裝置中應(yīng)用于FFE濾波器部及DFE濾波器部的復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組結(jié)構(gòu)的示意圖。
圖8是本發(fā)明實(shí)施例2的信號(hào)波形均衡裝置中FFE系數(shù)更新部構(gòu)成的示意圖。
圖9是本發(fā)明實(shí)施例2的信號(hào)波形均衡裝置中DFE系數(shù)更新部構(gòu)成的示意圖。
圖10是本發(fā)明實(shí)施例2的信號(hào)波形均衡裝置中AFC/APC系數(shù)更新部構(gòu)成的示意圖。
圖11是對(duì)于QAM說明LMS誤差及標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差的說明圖。
圖12是64QAM的平面相位圖中限幅電平和信號(hào)點(diǎn)位置的示意圖。
圖13是傳輸線路及其均衡模型的示意圖。
圖14是數(shù)字化均衡器構(gòu)成的示意圖。
在上述附圖中，1-波形均衡部；10-FFE模塊；11-FFE系數(shù)更新部；12-FFE濾波器部；12a-FFE前置濾波器部；12b-FFE后置濾波器部；20-DFE模塊；21-DFE系數(shù)更新部；22-DFE濾波器部；22a-DFE前置濾波器部；22b-DFE后置濾波器部；40-AFC/APC模塊；41-AFC/APC系數(shù)更新部；42-分接抽頭。
實(shí)施例下面，將參照?qǐng)D對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例加以說明。
圖1是本發(fā)明的信號(hào)波形均衡裝置構(gòu)成的簡(jiǎn)略方框圖。在圖1中，10是實(shí)施調(diào)制信號(hào)的波形均衡的波形均衡部1的前段，即FFE(Feed ForwardEqualizer)模塊；20是波形均衡部1的后段，即DFE(Decision FeedbackEqualizer)模塊；30是誤差評(píng)價(jià)模塊；40是用于消除調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC(Auto Frequency Control)/APC(Auto PhaseControl)模塊。FFE模塊10具有FFE系數(shù)更新部11和FFE濾波器部12、DFE模塊20具有DFE系數(shù)更新部21和DFE濾波器部22、AFC/APC模塊40具有AFC/APC系數(shù)更新部41和分接抽頭42。
圖1中的本發(fā)明所涉及的信號(hào)波形均衡裝置，接收多路調(diào)制并經(jīng)傳輸后的調(diào)制信號(hào)、轉(zhuǎn)換成均衡信號(hào)后輸出。接收到的調(diào)制信號(hào)，首先由波形均衡部1的前段FFE模塊10進(jìn)行均衡，然后輸入的AFC/APC模塊、消除頻率誤差和相位誤差。由AFC/APC模塊40輸出的調(diào)制信號(hào)，經(jīng)波形均衡部1的后段DFE模塊20進(jìn)行均衡處理，作為均衡信號(hào)由該信號(hào)波形均衡裝置輸出。
在本發(fā)明中，波形均衡部1以及AFC/APC模塊40，都是基于LMS算法工作。這樣，波形均衡部1以及AFC/APC模塊40，都是利用誤差評(píng)價(jià)模塊30生成的誤差數(shù)據(jù)更新系數(shù)。
下面對(duì)波形均衡部1中的用于生成均衡系數(shù)的算法加以說明。
來自發(fā)信機(jī)的信號(hào)會(huì)根據(jù)傳送線路的特性而變化，另外收信機(jī)接收的信號(hào)中也會(huì)混入噪音。如果傳輸線路的特性是一定的，算出傳輸線路的相反特性，就可以使用實(shí)現(xiàn)上述相反特性的一定的均衡系數(shù)。然而，對(duì)于噪音的影響和特性時(shí)刻在變化的體系，有必要對(duì)應(yīng)于接收信號(hào)的狀態(tài)依次更新均衡系數(shù)。實(shí)現(xiàn)均衡系數(shù)的更新，即所謂的自動(dòng)適應(yīng)型算法。在這種情況下，設(shè)定一定的評(píng)價(jià)指標(biāo)，在使得該指標(biāo)最小的前提下實(shí)施均衡系數(shù)的更新。典型的類似這樣的算法就是LMS算法。
LMS(Least Mean Square)算法，是以平均二乘的誤差作為均衡系數(shù)的平均指標(biāo)。具體而言，由下面的式子決定均衡系數(shù)。
Cn+1,m=Cn,m-α×Xm×e0(1)n均衡系數(shù)的更新次數(shù)m均衡系數(shù)的分接抽頭號(hào)碼e0:Z0-x0(x0為傳送前的信號(hào))α步長(zhǎng)式中，若將信號(hào)Xm及誤差數(shù)據(jù)e0表現(xiàn)為以下的復(fù)數(shù)形式Xm=Xm(r)-jXm(i)e0=e0(r)-je0(i)則即成為Xm×e0=(Xm(r)×e0(r)+Xm(i)×e0(i))+j(Xm(r)×e0(i)-Xm(i)×e0(r))((r)為實(shí)數(shù)部數(shù)據(jù)，(i)為虛數(shù)部數(shù)據(jù)，以下相同)則式(1)為Cn+1,m(r)=Cn,m(r)-α×(Xm(r)×e0(r)+Xm(i)×e0(i))(2)Cn+1,m(i)=Cn,m(i)-α×(Xm(r)×e0(i)-Xm(i)×e0(r))(3)然而，在實(shí)際的傳輸系統(tǒng)的情況下，接收一側(cè)的傳送前的信號(hào)x0是未知的，因此不可能利用誤差數(shù)據(jù)e0進(jìn)行計(jì)算。這樣，推測(cè)在接收一側(cè)的傳送前的信號(hào)，然后以推測(cè)值為基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行波形均衡處理。這就是所謂的盲算法。利用盲算法，在一定的約束下進(jìn)行數(shù)千次更新的循環(huán)過程，使均衡系數(shù)收斂，這樣就可以實(shí)現(xiàn)信號(hào)波形的均衡。
所謂STOP&GO算法，就是根據(jù)LMS誤差和標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差的向量的方向決定是否進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算來更新系數(shù)。首先，以下面的式子定義LMS誤差。以LMSER表示LMS誤差、D表示基準(zhǔn)信號(hào)，則LMSER=Z0-D接下來，以下面的式子定義標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差。以B表示標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差的基準(zhǔn)值，則B的定義如下。
B=E(｜An｜2)/E(｜An｜)An基準(zhǔn)信號(hào)的向量E()平均用SATER表示基準(zhǔn)絕對(duì)誤差，則SATER=Z0-B
圖11是64QAM的相位圖第1象限的示意圖，表示了LMS誤差和標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差的關(guān)系。在圖11中，黑圓點(diǎn)代表信號(hào)點(diǎn)的位置、由空心圓圈住的黑圓點(diǎn)代表標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差的基準(zhǔn)點(diǎn)。均衡信號(hào)Z0處于圖11中白圓點(diǎn)的位置，則LMS誤差及標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差在圖11中如箭頭所示。標(biāo)準(zhǔn)絕對(duì)誤差的基準(zhǔn)點(diǎn)在各象限中有一個(gè)，即共有4個(gè)，LMS誤差的基準(zhǔn)位置就是各信號(hào)點(diǎn)的位置，在64QAM的情況下共有64個(gè)。
利用STOP&GO算法，均衡系數(shù)更新的公式如下所示。
Cn+1,m(r)=Cn,m(r)-α×(Xm(r)×e0(r)×fr+Xm(i)×e0(i)×fi)(4)Cn-1,m(i)=Cn,m(i)-α×(Xm(r)×e0(i)×fi-Xm(i)×e0(r)×fr) (5)其中，fr,fI分別為在實(shí)軸和虛軸中獨(dú)立算出的標(biāo)志，由以下條件定義。
fr=1；sgn(LMSER的I成分)=sgn(SATER的I成分)0；sgn(LMSER的I成分)≠sgn(SATER的I成分)fi=1；sgn(LMSER的Q成分)=sgn(SATER的Q成分)0；sgn(LMSER的Q成分)≠sgn(SATER的Q成分)此時(shí)，用EI替代e0(r)×fr用EQ替代e0(i)×fI，則式(4),(5)分別成為Cn+1,m(r)=Cn,m(r)-α×(Xm(r)×EI+Xm(i)×EQ)(6)Cn+1,m(i)=Cn,m(i)-α×(Xm(r)×EQ-Xm(i)×EI)(7)其中，EI,EQ稱為誤差數(shù)據(jù)。
本實(shí)施例所涉及的波形均衡裝置，依照式(6)和(7)實(shí)施均衡系數(shù)的更新。
對(duì)于本發(fā)明的AFC/APC模塊40，頻率補(bǔ)償和相位補(bǔ)償也是依據(jù)LMS算法實(shí)現(xiàn)的。補(bǔ)償系數(shù)的更新公式由以下的公式表示。
Hn+1=HnFn+μ(Dn-HnUn)Un*(8)Fn+1=Fn+μ(Hn+1-FnHn)Hn*(9)在上式中，各符號(hào)的含義由如下表示。
Hn相位補(bǔ)償系數(shù)Fn頻率補(bǔ)償系數(shù)Dn判定信號(hào)Un輸入信號(hào)μ,μf步長(zhǎng)另外，*代表共軛復(fù)數(shù)。基于LMS算法，利用上式就可以同時(shí)對(duì)頻率誤差和相位誤差進(jìn)行補(bǔ)償。公式(8)中的(Dn-HnUn)，和求解均衡系數(shù)的STOP&GO算法中的誤差數(shù)據(jù)相當(dāng)，可以使用誤差評(píng)價(jià)模塊30輸出的誤差數(shù)據(jù)。
另外，消除誤差的信號(hào)為HnUn，在本算法中因Hn中包含F(xiàn)n的成分，HnUn就成為既是相位誤差又是頻率誤差的補(bǔ)償信號(hào)。最終經(jīng)AFC/APC處理的信號(hào)為HnUn*。
實(shí)施例1圖2是本發(fā)明實(shí)施例1所涉及的信號(hào)波形均衡裝置的構(gòu)成示意圖。在圖2中，F(xiàn)FE濾波器部12由(m+1)個(gè)(m為正整數(shù))分接抽頭、延遲單元以及加法器構(gòu)成，由FFE系數(shù)更新部11更新后的均衡系數(shù)Cf0-Cfm分別送至相應(yīng)的分接抽頭。DFE濾波器部22由限幅器25、(m+1)個(gè)(m為正整數(shù))分接抽頭、延遲單元以及加法器構(gòu)成，由DFE系數(shù)更新部21更新后的均衡系數(shù)Cd0-Cdm分別送至相應(yīng)的分接抽頭。限幅器25，例如對(duì)圖12所示的相位平面圖(圖12為64QAM)情況，判斷調(diào)制信號(hào)屬于由虛線劃分的哪一個(gè)區(qū)域，并輸出該區(qū)域內(nèi)信號(hào)點(diǎn)位置所對(duì)應(yīng)的信號(hào)(判斷信號(hào))。例如，調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分(I數(shù)據(jù))為13、虛數(shù)成分(Q數(shù)據(jù))為15時(shí)，輸出I數(shù)據(jù)=9、Q數(shù)據(jù)=9的判斷信號(hào)。
由誤差評(píng)價(jià)模塊30生成的誤差數(shù)據(jù)Err，輸入到FFE系數(shù)更新部11、DFE系數(shù)更新部21以及AFC/APC系數(shù)更新部41，用于系數(shù)更新。
在本實(shí)施例中，AFC/APC模塊40被配置在波形均衡部1的正中間。即，作為波形均衡部1的前段FFE模塊10的分接抽頭的數(shù)目和后段DFE模塊20的分接抽頭的數(shù)目相等。這樣做的目的是使電路的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，電路規(guī)模減小，可以理解這樣的結(jié)構(gòu)也會(huì)使得性能提高。
圖3是模擬得到的對(duì)于本實(shí)施例的坐標(biāo)點(diǎn)配置圖(Constellation織構(gòu)圖)，作為對(duì)比例，圖4同樣是模擬得到的結(jié)果，是將AFC/APC模塊40配置到波形均衡部1的整體之后的坐標(biāo)點(diǎn)配置圖。和圖4比較，在圖3中所示的坐標(biāo)點(diǎn)配置圖中均衡信號(hào)集中在信號(hào)點(diǎn)位置，因此，本實(shí)施例具有更優(yōu)異的性能。
實(shí)施例2
本發(fā)明的實(shí)施例2，就是在如圖1所示的本發(fā)明所涉及的信號(hào)波形均衡裝置中，F(xiàn)FE濾波器部12和DFE濾波器部22，分別由前置濾波器和后置濾波器構(gòu)成，各濾波器具有結(jié)果相同的復(fù)數(shù)運(yùn)算部。
以下，對(duì)本實(shí)施例所涉及的信號(hào)波形均衡裝置加以詳細(xì)說明。在此，為了方便，說明為何FFE濾波器部12及DFE濾波器部22所具有的濾波器的分接抽頭數(shù)目為8。
圖5是本實(shí)施例所涉及的信號(hào)波形均衡裝置的FFE濾波器部12的結(jié)構(gòu)圖。在圖5中，50A和50B為下面將要敘述到的由復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組實(shí)現(xiàn)其功能的復(fù)數(shù)運(yùn)算部；51a和51b為將調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分按順序保持的數(shù)據(jù)保持器陣列；52a和52b為將調(diào)制信號(hào)的虛數(shù)成分按順序保持的數(shù)據(jù)保持器陣列；53a和53b為將分接抽頭系數(shù)按順序保持的數(shù)據(jù)保持器陣列；54a和54b為用于實(shí)數(shù)成分計(jì)算的加法器；55a和55c為用于虛數(shù)成分計(jì)算的加法器；54b、54d、55b和55d為數(shù)據(jù)保持器陣列。
由數(shù)據(jù)保持器陣列51a、52a、53a及復(fù)數(shù)運(yùn)算部50A構(gòu)成FFE前置濾波器12a。另外，由數(shù)據(jù)保持器陣列51b、52b、53b，復(fù)數(shù)運(yùn)算部50B，加法器54a、54c、55a、55c及數(shù)據(jù)保持器54b、54d、55b、55d構(gòu)成FFE后置濾波器12b。
在FFE前置濾波器12a中，數(shù)據(jù)保持器陣列51a、52a分別保持來自外部的經(jīng)多路調(diào)制后并按順序傳送過來的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。另一方面，數(shù)據(jù)保持器陣列53a，保持由FFE系數(shù)更新部11生成并輸出的分接抽頭系數(shù)。在此，分接抽頭系數(shù)的傳送速度是調(diào)制信號(hào)傳送速度的二倍，數(shù)據(jù)保持器陣列53a的結(jié)構(gòu)是這樣的，即分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)及虛數(shù)成分以串行方式傳送。復(fù)數(shù)運(yùn)算部50A，使用數(shù)據(jù)保持器陣列51a、52a中保存的四個(gè)調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分以及數(shù)據(jù)保持器陣列53a中保存的四個(gè)分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分，將數(shù)據(jù)進(jìn)行適當(dāng)?shù)慕粨Q并進(jìn)行復(fù)數(shù)運(yùn)算，運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRa和虛數(shù)成分DIa輸入到FFE后置濾波器12b中。
在FFE后置濾波器12b中，數(shù)據(jù)保持器陣列51b、52b分別保持在FFE前置濾波器12a的數(shù)據(jù)保持器陣列51a、52a中一時(shí)保存并輸出的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。另一方面，數(shù)據(jù)保持器陣列53b，保持在FFE前置濾波器12a的數(shù)據(jù)保持器陣列53a中一時(shí)保存并輸出的分接抽頭系數(shù)。在此，和FFE前置分接抽頭12a一樣，分接抽頭系數(shù)的傳送速度是調(diào)制信號(hào)傳送速度的二倍，數(shù)據(jù)保持器陣列53b的結(jié)構(gòu)是這樣的，即分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)及虛數(shù)成分以串行方式傳送。復(fù)數(shù)運(yùn)算部50B，使用數(shù)據(jù)保持器陣列51b、52b中保存的四個(gè)調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分以及數(shù)據(jù)保持器陣列53b中保存的四個(gè)分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分，將數(shù)據(jù)進(jìn)行適當(dāng)?shù)慕粨Q并進(jìn)行復(fù)數(shù)運(yùn)算，并輸出作為運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRb和虛數(shù)成分DIb。
FFE后置濾波器12b的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50B的運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRb，和FFE前置濾波器12a的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50A的運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRa通過加法器54a相加，結(jié)果保存在保持器54b中。保持器54b中保存的數(shù)據(jù)，和數(shù)據(jù)保持器陣列51b中保存的合適的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分通過加法器54c相加，保存在保持器54d中，然后作為FFE濾波器部12的最終結(jié)果數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分輸出。同樣，F(xiàn)FE后置濾波器12b的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50B的運(yùn)算結(jié)果的虛數(shù)數(shù)成分DIb，和FFE前置濾波器12a的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50A的運(yùn)算結(jié)果的虛數(shù)成分DIa通過加法器55a相加，結(jié)果保存在保持器55b中。該保持器55b中保存的數(shù)據(jù)，和數(shù)據(jù)保持器陣列52b中保存的合適的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分通過加法器55c相加，保存在保持器55d中，然后作為FFE濾波器部12的最終結(jié)果數(shù)據(jù)的虛數(shù)成分輸出。
圖6是本實(shí)施例所涉及的信號(hào)波形均衡裝置的FFE濾波器部22的結(jié)構(gòu)圖。在圖6中，50C和50D為下面將要敘述到的由復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組實(shí)現(xiàn)其功能的復(fù)數(shù)運(yùn)算部；60為根據(jù)AFC/APC模塊40將消除了頻率誤差和相位誤差的調(diào)制信號(hào)變換成判斷信號(hào)的限幅器；61a和61b為將調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分按順序保持的數(shù)據(jù)保持器陣列；62a和62b為將調(diào)制信號(hào)的虛數(shù)成分按順序保持的數(shù)據(jù)保持器陣列；63a和63b為將分接抽頭系數(shù)按順序保持的數(shù)據(jù)保持器陣列；64a為用于實(shí)數(shù)成分計(jì)算的加法器；65a為用于虛數(shù)成分計(jì)算的加法器；64b、64c、65b和65c為數(shù)據(jù)保持器陣列。
限幅器60、數(shù)據(jù)保持器陣列61a、62a、63a和復(fù)數(shù)運(yùn)算部50C構(gòu)成DFE前置濾波器22a。另外，數(shù)據(jù)保持器陣列61b、62b、63b，復(fù)數(shù)運(yùn)算部50D，加法器64a、65a和數(shù)據(jù)保持器64b、64c、65b、65c構(gòu)成DFE后置濾波器22b。
在DFE前置濾波器22a中，數(shù)據(jù)保持器陣列61a、62a分別保存分解為實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分的判斷信號(hào)。另一方面，數(shù)據(jù)保持器陣列63a，保持由DFE系數(shù)更新部21生成并輸出的分接抽頭系數(shù)。在此，和FFE前置分接抽頭12一樣，分接抽頭系數(shù)的傳送速度是判斷信號(hào)傳送速度的二倍，數(shù)據(jù)保持器陣列63a的結(jié)構(gòu)是這樣的，即分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)及虛數(shù)成分是以串行方式傳送的。復(fù)數(shù)運(yùn)算部50C，使用數(shù)據(jù)保持器陣列61a、62a中保存的四個(gè)調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分以及數(shù)據(jù)保持器陣列63a中保存的四個(gè)分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分，將數(shù)據(jù)進(jìn)行適當(dāng)?shù)慕粨Q并進(jìn)行復(fù)數(shù)運(yùn)算，運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRc和虛數(shù)成分DIc輸入到FFE后置濾波器22b中。
在DFE后置濾波器22b中，數(shù)據(jù)保持器陣列61b、62b分別保存在DFE前置濾波器22a的數(shù)據(jù)保持器陣列61a、62a中一時(shí)保存并輸出的判斷信號(hào)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。另一方面，數(shù)據(jù)保持器陣列63b，保存在DFE前置濾波器22a的數(shù)據(jù)保持器陣列63a中一時(shí)保存并輸出的判斷信號(hào)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。在此，和DFE前置分接抽頭22a一樣，分接抽頭系數(shù)的傳送速度是判斷信號(hào)傳送速度的二倍，數(shù)據(jù)保持器陣列63b的結(jié)構(gòu)是這樣的，即分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)及虛數(shù)成分是以串行方式傳送的。復(fù)數(shù)運(yùn)算部50D，使用數(shù)據(jù)保持器陣列61b、62b中保存的四個(gè)判斷信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分以及數(shù)據(jù)保持器陣列63b中保存的四個(gè)分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分，將數(shù)據(jù)進(jìn)行適當(dāng)?shù)慕粨Q并進(jìn)行復(fù)數(shù)運(yùn)算，并輸出運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRd和虛數(shù)成分DId。
DFE后置濾波器22b的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50D的運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRd，和DFE前置濾波器22a的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50C的運(yùn)算結(jié)果的實(shí)數(shù)成分DRc通過加法器64a相加，結(jié)果保存在保持器64b中。保存在保持器64b中的數(shù)據(jù)，進(jìn)一步保存在保持器64c中，然后作為DFE濾波器22的最終結(jié)果數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分輸出。同樣，DFE后置濾波器22b的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50D的運(yùn)算結(jié)果的虛數(shù)成分DRd，和DFE前置濾波器22a的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50C的運(yùn)算結(jié)果的虛數(shù)成分DRc通過加法器65a相加，結(jié)果保存在保持器65b中。保存在保持器65b中的數(shù)據(jù)，進(jìn)一步保存在保持器65c中，然后作為DFE濾波器22的最終結(jié)果數(shù)據(jù)的虛數(shù)成分輸出。
圖7是在本實(shí)施例使用的復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組結(jié)構(gòu)的示意圖。該復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組，將四個(gè)分接抽頭的分接抽頭系數(shù)和應(yīng)該均衡處理的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行多重復(fù)用來實(shí)現(xiàn)復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算的功能，并且作為圖5中FFE濾波器部12的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50A、50B以及圖6中DFE濾波器部12的復(fù)數(shù)運(yùn)算部50C、50D加以使用。
在圖7中，101a-101d、103a-103d為選擇器，102a-102d、104a-104d為數(shù)據(jù)保持器。并行輸入的四個(gè)分接抽頭的分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分，通過選擇器101a-101d和數(shù)據(jù)保持器102a-102d進(jìn)行串行變換，以1個(gè)分接抽頭為單位分解，作為數(shù)據(jù)保持器102d的串行輸出c進(jìn)行輸出。同樣，并行輸入的四個(gè)分接抽頭的分接抽頭系數(shù)的虛數(shù)成分，通過選擇器103a-103d和數(shù)據(jù)保持器104a-104d進(jìn)行串行變換，以四個(gè)分接抽頭為單位分解，作為數(shù)據(jù)保持器104d的串行輸出d進(jìn)行輸出。串行輸出的c、d分別輸入到選擇器101a和103a，分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分共同循環(huán)組成數(shù)據(jù)。
另一方面，四個(gè)應(yīng)該均衡處理的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)及虛數(shù)成分，通過選擇器105和106以合適的定時(shí)方式從單位分接抽頭的數(shù)據(jù)中選擇出來，作為實(shí)數(shù)成分a和虛數(shù)成分b輸出。
以這樣準(zhǔn)備的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分a及虛數(shù)成分b及與之相對(duì)應(yīng)的分接抽頭系數(shù)的實(shí)數(shù)成分c及虛數(shù)成分d為基礎(chǔ)，進(jìn)行以下復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。
(a+bj)(c+dj)=(ac-bd)+(ad+bc)j由乘法器107a算出上式的ac而由乘法器107b算出上式的bd。另外，由乘法器108a算出上式的ad而由乘法器108b算出上式的bc。減法器107c將乘法器107a算出的ac減去乘法器107b算出的bd，就計(jì)算出復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算的實(shí)數(shù)成分(ac-bd)。另一方面，加法器108c將乘法器108a算出的ad加上乘法器108b算出的bc，就計(jì)算出復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算的虛數(shù)成分(ad+bc)。
加法器107d，將減法器107c算出的復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算的實(shí)數(shù)成分(ac-bd)和數(shù)據(jù)保持器107e中的保持?jǐn)?shù)據(jù)相加，并將相加的結(jié)果保存在數(shù)據(jù)保持器107e中。另一方面，以完全相同的方式，加法器108d，將加法器108c算出的復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算的虛數(shù)成分(ad+bc)和數(shù)據(jù)保持器108e中的保持?jǐn)?shù)據(jù)相加，并將相加的結(jié)果保存在數(shù)據(jù)保持器108e中。
這樣，算出一個(gè)分接抽頭的復(fù)數(shù)運(yùn)算的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分后，通過加法器107d、108d和數(shù)據(jù)保持器107e、108e按順序進(jìn)行的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分的相加，最終輸出四個(gè)分接抽頭的復(fù)數(shù)運(yùn)算的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。
圖8是本實(shí)施例所涉及的信號(hào)波形均衡裝置的FFE系數(shù)更新部11的結(jié)構(gòu)圖。FFE系數(shù)更新部11，基本上是基于STOP&GO算法依照公式(6)、(7)進(jìn)行系數(shù)更新的計(jì)算，在此，附加了對(duì)反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)的復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算的處理。即，圖8中所示FFE系數(shù)更新部11具有這樣的電路結(jié)構(gòu)，就是以多路的形式按公式(6)、(7)進(jìn)行系數(shù)更新處理以及對(duì)反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。
在圖8中，選擇器71a在源自AFC/APC模塊40輸出的、用于消除相位成分及頻率成分誤差的反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)的正弦成分及余弦成分當(dāng)中，選擇其一并輸出。同樣，選擇器71b，在誤差評(píng)價(jià)模塊30輸出的誤差數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分當(dāng)中，選擇其一并輸出；選擇器71c，在源自FFE濾波器部12且保持了合適的定時(shí)、然后輸出的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分當(dāng)中，選擇其一并輸出。
將選擇器71b選擇輸出的誤差數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分或虛數(shù)成分、和選擇器71c選擇輸出的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分或虛數(shù)成分，通過乘法器72進(jìn)行乘法運(yùn)算，并將運(yùn)算結(jié)果輸入到積和運(yùn)算器73中。積和運(yùn)算器73，將選擇器71a選擇輸出的反轉(zhuǎn)數(shù)據(jù)的正弦成分或余弦成分與乘法器72的乘法運(yùn)算結(jié)果相乘，然后再將該運(yùn)算結(jié)果與在數(shù)據(jù)保持器74中保存的積和運(yùn)算結(jié)果相加，并將新的積和運(yùn)算結(jié)果輸出。該積和運(yùn)算結(jié)果將被保存到數(shù)據(jù)保持器74中。
接下來，依照公式(6)、(7)進(jìn)行步長(zhǎng)參數(shù)α的乘法運(yùn)算處理，在圖8所示的FFE系數(shù)更新部11中，步長(zhǎng)參數(shù)α的乘法運(yùn)算是通過字節(jié)移位來實(shí)現(xiàn)的。75a、75b、75c分別為對(duì)步長(zhǎng)參數(shù)α1、α2、α3實(shí)施乘法運(yùn)算的(字節(jié))移位器，76a、76b、76c為選擇器。選擇器76a，將積和運(yùn)算器73的運(yùn)算結(jié)果或者將該運(yùn)算結(jié)果經(jīng)移位器75a和α1進(jìn)行相乘后的數(shù)據(jù)，選擇其一并輸出。選擇器76b，將選擇器76a的輸出數(shù)據(jù)或者將該輸出數(shù)據(jù)經(jīng)移位器75b和α2進(jìn)行相乘后的數(shù)據(jù)，選擇其一并輸出。選擇器76c，將選擇器76b的輸出數(shù)據(jù)或者將該輸出數(shù)據(jù)經(jīng)移位器75c和α3進(jìn)行相乘后的數(shù)據(jù)，選擇其一并輸出。利用各選擇器76a、76b、76c，通過改變數(shù)據(jù)選擇的條件和設(shè)定，即使不用乘法器也可以實(shí)現(xiàn)對(duì)八種數(shù)值的步長(zhǎng)參數(shù)的乘法運(yùn)算。另外，改變?cè)撘莆黄鞯膫€(gè)數(shù)或字節(jié)移位數(shù)目，也可以改變進(jìn)行乘法運(yùn)算的步長(zhǎng)參數(shù)的變化量。
選擇器76c的輸出數(shù)據(jù)，利用加法器77，與源自FFE濾波器部12、經(jīng)過合適定時(shí)的、保存并輸出的分接抽頭系數(shù)進(jìn)行相加。該加法運(yùn)算的結(jié)果，是更新的分接抽頭系數(shù)，經(jīng)保持器78保存后，作為新的分接抽頭系數(shù)輸出。
圖9是本實(shí)施例所涉及的信號(hào)波形均衡裝置的DFE系數(shù)更新部21的結(jié)構(gòu)圖。DFE系數(shù)更新部21，基本上是基于STOP&GO算法依照公式(6)、(7)進(jìn)行系數(shù)更新的計(jì)算。只是，圖9中所示DFE系數(shù)更新部21用于DFE模塊20的系數(shù)更新，具有這樣的電路結(jié)構(gòu)，就是以通過FFE模塊10和AFC/APC模塊40并得到的判斷信號(hào)作為輸入，以多路的形式對(duì)該判斷信號(hào)以及誤差數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。
在圖9中，選擇器81a，在源自DFE濾波器部22且保持了合適的定時(shí)、保持并輸出的判斷信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分當(dāng)中，選擇其一并輸出。選擇器81b，在誤差評(píng)價(jià)模塊30輸出的誤差數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分當(dāng)中，選擇其一并輸出。積和運(yùn)算器82，將選擇器81a選擇輸出的判斷數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分或虛數(shù)成分與選擇器81b選擇輸出的誤差數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分或虛數(shù)成分相乘，然后再將該運(yùn)算結(jié)果與在數(shù)據(jù)保持器83中保存的積和運(yùn)算結(jié)果相加，并將新的積和運(yùn)算結(jié)果輸出。該積和運(yùn)算結(jié)果將被保存到數(shù)據(jù)保持器83中。
接下來，依照公式(6)、(7)進(jìn)行步長(zhǎng)參數(shù)α的乘法運(yùn)算處理，在圖9所示的DFE系數(shù)更新部21中，和圖8中所示的FFE系數(shù)更新部11一樣，步長(zhǎng)參數(shù)α的乘法運(yùn)算是通過字節(jié)移位來實(shí)現(xiàn)的。84a、84b、84c分別為對(duì)步長(zhǎng)參數(shù)α1、α2、α3實(shí)施乘法運(yùn)算的移位器，其中85a、85b、85c為選擇器。選擇器85a，將積和運(yùn)算器82的運(yùn)算結(jié)果或者將該運(yùn)算結(jié)果經(jīng)移位器84a和α1進(jìn)行相乘后的數(shù)據(jù)，選擇其一并輸出。選擇器85b，將選擇器85a的輸出數(shù)據(jù)或者將該輸出數(shù)據(jù)經(jīng)移位器84b和α2進(jìn)行相乘后的數(shù)據(jù)，選擇其一并輸出。選擇器85c，將選擇器85b的輸出數(shù)據(jù)或者將該輸出數(shù)據(jù)經(jīng)移位器84c和α3進(jìn)行相乘后的數(shù)據(jù)，選擇其一并輸出。利用各選擇器85a、85b、85c，通過改變數(shù)據(jù)選擇的條件和設(shè)定，即使不用乘法器也可以實(shí)現(xiàn)對(duì)八種數(shù)值的步長(zhǎng)參數(shù)的乘法運(yùn)算。另外，改變?cè)撘莆黄鞯膫€(gè)數(shù)或字節(jié)移位數(shù)目，也可以改變進(jìn)行乘法運(yùn)算的步長(zhǎng)參數(shù)的變化量。
選擇器85c的輸出數(shù)據(jù)，利用加法器86，與源自DFE濾波器部22、經(jīng)過合適計(jì)時(shí)的、保存并輸出的分接抽頭系數(shù)進(jìn)行相加。該加法運(yùn)算的結(jié)果，是更新的分接抽頭系數(shù)，經(jīng)保持器87保存后，作為新的分接抽頭系數(shù)輸出。
圖10是本實(shí)施例所涉及的信號(hào)波形均衡裝置的AFC/APC系數(shù)更新部41的結(jié)構(gòu)圖。AFC/APC系數(shù)更新部41，基本上是基于LMS算法依照公式(8)、(9)進(jìn)行系數(shù)更新的計(jì)算。
首先，對(duì)于公式(8)的計(jì)算加以說明。復(fù)數(shù)乘法器91a，將誤差數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分與FFE濾波器部12輸出的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。依照公式(8)，該乘法運(yùn)算結(jié)果要和步長(zhǎng)相乘，在此，和步長(zhǎng)的乘法運(yùn)算是通過字節(jié)移位來實(shí)現(xiàn)的，通過字節(jié)移位將乘法運(yùn)算可以實(shí)施的數(shù)值設(shè)定為步長(zhǎng)。利用移位器91b，對(duì)復(fù)數(shù)運(yùn)算器91a的乘法運(yùn)算結(jié)果實(shí)施和步長(zhǎng)的乘法運(yùn)算。另一方面，復(fù)數(shù)運(yùn)算器93，將更新前的頻率補(bǔ)償系數(shù)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分與更新前的相位補(bǔ)償系數(shù)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算，將結(jié)果輸出。
因而，利用加法器91c將移位器91b的輸出數(shù)據(jù)與復(fù)數(shù)運(yùn)算器93的輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行加法運(yùn)算，就能實(shí)現(xiàn)公式(8)的計(jì)算。保持器91d，保存加法器91c的輸出數(shù)據(jù)即相位補(bǔ)償系數(shù)，然后輸出其實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。該相位補(bǔ)償系數(shù)，就成為下一次的利用公式(8)運(yùn)算時(shí)所必需的更新前的相位補(bǔ)償系數(shù)。
接下來，對(duì)于公式(9)的計(jì)算加以說明。在公式(9)的右邊Hn+1中代入公式(8)，則公式(9)成為下面的形式。
Fn+1=Fn+μf·μ(Dn-HnUn)Un*Hn*(10)復(fù)數(shù)乘法器92a，將誤差數(shù)據(jù)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分與作為復(fù)數(shù)乘法器42的乘法運(yùn)算結(jié)果的調(diào)制信號(hào)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分實(shí)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。在此，利用公式(8)進(jìn)行相位補(bǔ)償系數(shù)的更新運(yùn)算一樣，和步長(zhǎng)的乘法運(yùn)算是通過字節(jié)移位來實(shí)現(xiàn)的，利用移位器92b，對(duì)復(fù)數(shù)運(yùn)算器92a的乘法運(yùn)算結(jié)果實(shí)施步長(zhǎng)的乘法運(yùn)算。
因而，利用加法器92c將移位器92b的輸出數(shù)據(jù)與保持器92d輸出的、更新前的頻率補(bǔ)償系數(shù)的實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分進(jìn)行加法運(yùn)算，就能實(shí)現(xiàn)公式(10)的計(jì)算。保持器92d，保存加法器92c的輸出數(shù)據(jù)即頻率補(bǔ)償系數(shù)，然后輸出其實(shí)數(shù)成分及虛數(shù)成分。該頻率補(bǔ)償系數(shù)，就成為下一次的利用公式(10)運(yùn)算時(shí)所必需的更新前的頻率補(bǔ)償系數(shù)。
綜上所述，本發(fā)明的效果在于，對(duì)在具有對(duì)調(diào)制信號(hào)實(shí)施波形均衡的波形均衡部和具有消除輸入調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC/APC模塊的信號(hào)波形均衡裝置中，AFC/APC模塊和波形均衡部一樣可以基于LMS算法工作，AFC/APC模塊稱為分接抽頭和系數(shù)更新部，可以和波形均衡部以相同的機(jī)理實(shí)現(xiàn)其功能，因?yàn)锳FC/APC模塊共用波形均衡部和誤差評(píng)價(jià)模塊，所以可以在信號(hào)波形均衡裝置中融入AFC/APC的功能，同時(shí)可以大幅度地削減電路規(guī)模。
權(quán)利要求
1．一種信號(hào)波形均衡裝置，即將多路調(diào)制的傳送信號(hào)的波形對(duì)傳送前的信號(hào)波形進(jìn)行均衡處理的信號(hào)波形均衡裝置，其特征在于包括將輸入的調(diào)制信號(hào)按LMS(Least Mean Square)最小二乘(算)法均衡處理的波形均衡部；用于生成在上述波形均衡部中更新均衡系數(shù)所必需的誤差數(shù)據(jù)的誤差評(píng)價(jià)模塊；消除輸入調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC(Auto FrequencyControl)/APC(Auto Phase Control)模塊；所述AFC/APC模塊按LMS算法消除所述輸入的調(diào)制信號(hào)的頻率誤差和相位誤差，并且利用所述誤差評(píng)價(jià)模塊生成的誤差數(shù)據(jù)來更新系數(shù)。
2．根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號(hào)波形均衡裝置，其特征在于所述的波形均衡部由前段和后段構(gòu)成；所述AFC/APC模塊以所述波形均衡部的前段輸出的調(diào)制信號(hào)作為輸入信號(hào)，并且將輸出的信號(hào)輸入到上述波形均衡部的后段。
3．根據(jù)權(quán)利要求2所述的信號(hào)波形均衡裝置，其特征在于所述波形均衡部的前段為FFE(Feed Forward Equalizer)模塊、后段為DFE(Decision Feedback Equalizer)模塊。
4．根據(jù)權(quán)利要求3所述的信號(hào)波形均衡裝置，其特征在于所述FFE模塊具有分別由FFE前置濾波器和FFE后置濾波器構(gòu)成的FFE濾波器部；所述DFE模塊具有分別由DFE前置濾波器和DFE后置濾波器構(gòu)成的DFE濾波器部；所述FFE前置濾波器和FFE后置濾波器以及所述DFE前置濾波器和DFE后置濾波器分別具有結(jié)構(gòu)相同的復(fù)數(shù)運(yùn)算指令組。
5．一種信號(hào)波形均衡裝置，即將多路調(diào)制的傳送信號(hào)的波形對(duì)傳送前的信號(hào)波形進(jìn)行均衡處理的信號(hào)波形均衡裝置，其特征在于包括將輸入的調(diào)制信號(hào)按LMS算法均衡處理的波形均衡部；消除輸入調(diào)制信號(hào)的頻率誤差及相位誤差的AFC/APC模塊、所述AFC/APC模塊具有用于將輸入的調(diào)制信號(hào)與用于消除頻率誤差及相位誤差的系數(shù)相乘的一個(gè)分接抽頭；根據(jù)LMS算法將所述系數(shù)進(jìn)行更新的AFC/APC系數(shù)更新部。
6．根據(jù)權(quán)利要求5所述的信號(hào)波形均衡裝置，其特征在于所述的波形均衡裝置部由具有各濾波器部以及系數(shù)更新部的前段和后段構(gòu)成；所述AFC/APC模塊以所述波形均衡部的前段輸出的調(diào)制信號(hào)作為輸入信號(hào)，并且將輸出信號(hào)輸入到所述波形均衡部的后段、所述波形均衡部的前段和后段的濾波器部具有相同數(shù)量的分接抽頭。
全文摘要
一種信號(hào)波形均衡裝置,在使AFC/APC的功能與波形均衡的功能相互融合的同時(shí),削減電路規(guī)模。波形均衡部由前段FFE模塊10和后段DFE模塊構(gòu)成,在中間設(shè)有AFC/APC模塊。AFC/APC模塊,利用AFC/APC系數(shù)更新部,為消除頻率誤差及相位誤差基于LMS算法對(duì)系數(shù)進(jìn)行更新,利用分接抽頭對(duì)調(diào)制信號(hào)和更新后的系數(shù)實(shí)行乘法運(yùn)算。另外,由誤差評(píng)價(jià)模塊生成的誤差數(shù)據(jù),利用FFE和DFE系數(shù)更新部以及AFC/APC系數(shù)更新部用于實(shí)現(xiàn)系數(shù)更新的目的。
文檔編號(hào)H04B3/06GK1213906SQ9812012
公開日1999年4月14日 申請(qǐng)日期1998年10月7日 優(yōu)先權(quán)日1997年10月7日
發(fā)明者福岡俊彥, 林大介, 林貴也, 曾我茂 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社