專利名稱：測(cè)量無線信道特性的方法和測(cè)量裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一個(gè)測(cè)量無線信道特性的方法，在該方法中接收一個(gè)天線陣的M1個(gè)接收傳感器的信號(hào)，其中接收信號(hào)各包括不同入射方向和不同的延遲的發(fā)送信號(hào)的次波。此外，本發(fā)明涉及測(cè)量無線信道特性的一個(gè)測(cè)量裝置，其具有一個(gè)線性的天線陣，該天線陣具有一定數(shù)目的天線傳感器，其中每個(gè)天線傳感器后排列一個(gè)模-數(shù)掃描、一個(gè)信號(hào)匹配的濾波器以及用于離散傅里葉變換的級(jí)，并且至少預(yù)先規(guī)定用于實(shí)現(xiàn)接收級(jí)的一個(gè)信號(hào)處理器。
在許多應(yīng)用中、比如聲納、雷達(dá)、衛(wèi)星通信和移動(dòng)無線通信中，存在對(duì)高分辨率的無線信道測(cè)量的需求，其也提供一個(gè)方向信息。移動(dòng)無線信道體現(xiàn)在基站和移動(dòng)站之間的連接，并且深刻了解信道特性是必須的，以便可以研制并應(yīng)用傳播模式和信道模式。系統(tǒng)供應(yīng)商需要如此的模式以便規(guī)劃其網(wǎng)絡(luò)，并且傳播環(huán)境是設(shè)計(jì)移動(dòng)無線系統(tǒng)的重要基礎(chǔ)。
不斷增加的用戶數(shù)目和有限數(shù)目的提供使用的頻率要求一個(gè)增高的頻譜功效。通過使用智能天線陣得出有意義的改善，比如在DE19511751A中說明的。對(duì)此依靠無線信道內(nèi)在的空間分集。對(duì)于具有智能天線陣的無線系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，關(guān)于方向信息必須對(duì)無線信道進(jìn)行高分辨率的測(cè)量。
為了解決說明的問題，首先已知了二個(gè)信道檢驗(yàn)的方法，這二個(gè)方法估算到達(dá)天線裝置的主要的、也就是說功率最大的波陣面的延遲和方位角。這二個(gè)方法此外應(yīng)用一個(gè)測(cè)試信號(hào)，其包括一個(gè)借助于偽隨機(jī)序列調(diào)制的脈沖群。
從U.Martin的“通過回聲評(píng)估對(duì)移動(dòng)無線信道進(jìn)行建模”，頻率，1994年第48期，198-212頁，以及U.Martin的“用于移動(dòng)無線信道的從回聲評(píng)估中得到的仿真模型”中，在Proc.IEEE車輛技術(shù)會(huì)議，第1卷231-235頁，芝加哥IL，1995年七月，表明，從傳播測(cè)量中可以獲得確鑿統(tǒng)計(jì)的信道模式的參數(shù)。作者描述了一個(gè)測(cè)量裝置，在該測(cè)量裝置中以較高的分辨率在頻率范圍內(nèi)通過估算重疊的指數(shù)振蕩進(jìn)行路徑傳播時(shí)間的估算。
可以有選擇地使用在概念ESPRIT下已知獲得的方法，比如1-D單一ESPRIT方法，其在DE19511752A公開。如果用一個(gè)中心對(duì)稱的天線陣代替信道測(cè)量裝置中的接收天線，則二維(2-D)單一ESPRIT方法可以不僅提供入射角的自動(dòng)估算而且也提供主信號(hào)路徑的傳播時(shí)間的自動(dòng)估算。無線信道的如此高分辨率的方向測(cè)量減輕了切合實(shí)際的信道模式的研制，該信道模式包含到基站上的主入射方向。在多個(gè)場(chǎng)測(cè)量中，2-D單一ESPRIT方法與這個(gè)信道測(cè)量裝置和一個(gè)均一線性的天線陣聯(lián)系證明是合適的，并且提供入射角和主路徑的傳播時(shí)間的自動(dòng)和對(duì)偶估算，這在U.Martin的“依賴方向的無線信道的表征和仿真”中介紹，智能天線的ITG研討會(huì)，1996年10月，蘇黎世。
第二個(gè)信道檢測(cè)的方法在B.Fleury、D.Dahlhaus、R.Heddergott和M.Tschudin的“使用SAGE算法的到達(dá)評(píng)估的寬帶角”中說明，在Proc.IEEE ISSSTA，第1卷79-85頁，1996年9月，美因茲，基于SAGE(空間交互產(chǎn)生的期待最大值)算法。通過這個(gè)重復(fù)的方法獲得按照最大概率的參數(shù)估算。這個(gè)方法需要比上面提到的2-D單一ESPRIT方法顯著多的計(jì)算費(fèi)用，因?yàn)槠浠诓煌?-D優(yōu)化，并且需要一個(gè)附加的算法，例如解決其初始值問題的2-D單一ESPRIT方法中的每一個(gè)。對(duì)此這對(duì)于本發(fā)明的理解也是必須的，基于2-D單一ESPRIT算法的信道檢測(cè)方法此外詳細(xì)闡述。
此外，從Pichad Roy和THomas Kailath的“通過旋轉(zhuǎn)的恒定技術(shù)進(jìn)行信號(hào)參數(shù)的ESPRIT-評(píng)估”中，在IEEE在聲學(xué)上的處理，語音和信號(hào)處理，1989年7月第37卷第7期。984-995頁中公開了一個(gè)方法，通過該方法也可以估算接收的波陣面的入射方向。
本發(fā)明的任務(wù)是，產(chǎn)生一個(gè)方法，其以較高的準(zhǔn)確度和較小的計(jì)算費(fèi)用-并且因此也快速地-提供到達(dá)的波陣面的方位角和傳播時(shí)間延遲的成對(duì)的值。
通過開始提到的方式的方法解決這個(gè)任務(wù)，在該方法中根據(jù)本發(fā)明，發(fā)射信號(hào)包含一個(gè)預(yù)選的測(cè)試序列，并且同時(shí)估算主波陣面的入射角以及延遲。
與已知的方法相比，通過本發(fā)明能夠明顯提高準(zhǔn)確度，并且降低了計(jì)算費(fèi)用。本發(fā)明可以特別適用于移動(dòng)無線范圍，可是決不限制于此。其優(yōu)點(diǎn)例如也適用于聲納應(yīng)用中和雷達(dá)技術(shù)中。
如果估算方位角和延遲，數(shù)據(jù)矩陣包含重疊的用于每個(gè)波陣面的一個(gè)空間的和一個(gè)時(shí)間的不變量。
空間頻率能夠非常簡(jiǎn)單地?fù)Q算為波陣面到達(dá)測(cè)量站的角度(方位角)，并且附屬的時(shí)間頻率換算為附屬的到測(cè)量裝置的延遲。
本發(fā)明確定在數(shù)據(jù)矩陣中每個(gè)主波陣面的重疊的空間和時(shí)間的不變量，并且這些不變量對(duì)于每個(gè)主波陣面來說換算為相應(yīng)的角度和延遲。此外可以在估算的二維參數(shù)的基礎(chǔ)上估算復(fù)數(shù)的幅度。
如果在考慮測(cè)試序列的碎片信號(hào)波形的情況下同時(shí)進(jìn)行估算，則能夠多次獲得改善的結(jié)果。
如果解調(diào)每個(gè)天線傳感器的信號(hào)并且然后以測(cè)試序列的每碎片的Mc個(gè)掃描值進(jìn)行掃描，則給出一個(gè)有益的信號(hào)處理。
在一個(gè)簡(jiǎn)單的信號(hào)處理的意義上這是適用的，即通過離散的傅里葉變換在頻率范圍內(nèi)變換得出的掃描值，和/或在考慮碎片信號(hào)波形的頻譜的情況下修改得出的值，其中由對(duì)于每個(gè)傳感器得出的值形成的行矢量可以構(gòu)成一個(gè)數(shù)據(jù)矩陣XF’(n)，該矩陣包含表征信道的不變量。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)用的變體中預(yù)先規(guī)定，一個(gè)已調(diào)制的PN序列用作發(fā)射信號(hào)。一個(gè)如此的偽噪聲序列的應(yīng)用得出這樣的優(yōu)點(diǎn)，即一方面可以簡(jiǎn)單產(chǎn)生，另一方面可以容易分析利用。
測(cè)量方位角的入射方向是有優(yōu)點(diǎn)的，因?yàn)檫@個(gè)方向特別是在移動(dòng)無線通信中有較大的意義。
如果在解調(diào)之前每個(gè)天線傳感器的信號(hào)在基帶中混頻，則也得出簡(jiǎn)單的信號(hào)處理。
在一個(gè)值得推薦的變體中信號(hào)匹配地對(duì)掃描信號(hào)濾波，因?yàn)橛纱说贸鲂?噪比的優(yōu)化。
另外這是實(shí)用的，即對(duì)接收的信號(hào)過掃描，也就是說以一個(gè)大于雙倍的接收信號(hào)帶寬的掃描頻率進(jìn)行掃描，因?yàn)橛纱四軌驅(qū)崿F(xiàn)信/噪比的改善。
為了限制處理費(fèi)用在合理的程度內(nèi)，推薦，當(dāng)在頻率范圍內(nèi)變換掃描值之后拒絕低于可預(yù)先確定功率界限的值。
為了改善時(shí)間上不變量的結(jié)構(gòu)，在頻率范圍內(nèi)的變換之后通過分開碎片信號(hào)流的平方頻譜修改掃描值是有益的。
這也可以適用，即掃描值在空間頻率范圍內(nèi)進(jìn)行濾波，借此實(shí)現(xiàn)計(jì)算費(fèi)用的另外降低和波陣面的去相關(guān)。
由此表明一個(gè)值得推薦的變體，借助于一個(gè)二維的、高分辨率的頻率估算算法在空間頻率范圍內(nèi)進(jìn)行重疊的空間和時(shí)間的不變量的推斷和分配。通過共同估算主波陣面的方位角和延遲時(shí)間得出一個(gè)較高的估算準(zhǔn)確度。
為了保證估算結(jié)果的期望準(zhǔn)確，在二維的、高分辨率的頻率估算算法中考慮在空間頻率范圍內(nèi)的彩色噪聲是可取的。
此外可以預(yù)先規(guī)定，使用2-D單一ESPRIT方法作為頻率估算算法，因?yàn)樵诘偷挠?jì)算費(fèi)用下該方法提供自動(dòng)配對(duì)的2-D參數(shù)估算值和高的估算準(zhǔn)確度。
這是實(shí)用的，共同在空間頻率范圍內(nèi)和/或在空間時(shí)間范圍內(nèi)估算復(fù)數(shù)的幅度。在空間頻率范圍內(nèi)的共同估算有這樣的優(yōu)點(diǎn)，在同一域內(nèi)進(jìn)行估算，就象其余的參數(shù)估算，對(duì)此在空間時(shí)間范圍內(nèi)的共同估算意味著較少的計(jì)算費(fèi)用，并且提供準(zhǔn)確的估算結(jié)果。
對(duì)此，這是值得推薦的，按照加權(quán)的最小二乘法實(shí)施共同估算，因?yàn)檫@按照具有最小方差的期望準(zhǔn)確的估算。對(duì)此參見D.G.Luenberger的通過向量空間模型進(jìn)行優(yōu)化，John Wiley和孩子，紐約，NY，1969年，82、83頁。
通過開始提到形式的測(cè)量裝置解決了提出的任務(wù)，在該測(cè)量裝置中應(yīng)用根據(jù)一個(gè)或多個(gè)剛剛說明特征的方法。
下面根據(jù)實(shí)施例詳細(xì)闡述本發(fā)明，該實(shí)施例在附圖中說明，在附圖中，唯一的圖以圖解說明指出根據(jù)本發(fā)明方法的信息通路，以線性天線陣的單個(gè)傳感器出發(fā)直到體現(xiàn)信道模型的數(shù)據(jù)矩陣。
首先假設(shè)，信道不變地保持P個(gè)脈沖群。測(cè)試信號(hào)包括P個(gè)脈沖群，其借助于一個(gè)PN(偽噪聲)序列(參見S.Haykin的通信系統(tǒng)，JohnWiley和孩子，紐約，NY，第三版，1994，431-434頁)調(diào)制，并且可以記作s(t)=Σi=0P-1c(t-iT)---c(t)=Σm=0Nx-1dmpc(t-mTc).---(1)]]>此外Nc是在PN序列中碎片的數(shù)目，通過dm，1≤m≤Nc-1得出。在等式(1)中，Tc表示碎片持續(xù)時(shí)間，T表示序列持續(xù)時(shí)間，并且Pc(t)說明碎片信號(hào)波形。例如可以使用所謂的“升高的余弦”信號(hào)波形，其是如下定義的pc(t)=EcTc·sinc(2Wnt)·cos(2πβWnt)1-(4βWnt)2′---(2)]]>其中Wn=1/(2·Tc)，以β表示轉(zhuǎn)出系數(shù)，并且W=Wn(1+β)表示必需的信號(hào)帶寬(參見S.Haykin的通信系統(tǒng)，John Wiley和孩子，紐約，NY，第三版，1994)。Wn表示一個(gè)Nyquist信道(β=0)的信號(hào)帶寬。為了滿足Nyquist條件，掃描間隔必須小于或等于Tc/(1+β)。
假設(shè)，發(fā)射的無線單元處于天線陣的遠(yuǎn)輻射區(qū)，以至于入射的波陣面基本上是平的。窄帶假設(shè)是通用的在傳播時(shí)間內(nèi)，沿著天線陣僅僅不重要地改變?nèi)肷涞牟嚸娴膹?fù)雜包絡(luò)。信號(hào)模式因此包含每個(gè)波陣面的傳播時(shí)間、幅度和入射方向(方位角)，該波陣面沿著測(cè)量站或者基站的天線陣。沒有一般性的損失，在測(cè)量站上，使用具有M個(gè)相同傳感器的均一線性天線陣ULA。具有波長(zhǎng)λ、方位角φk和幅度ρk，1≤k≤K、的K個(gè)窄帶的平的波陣面入射到這個(gè)裝置或M個(gè)傳感器組上。有噪聲的測(cè)量可以描述為x(t)=ADss(t)+n(t)， (3)其中該裝置的復(fù)數(shù)值的M×K控制矩陣A=[a1a2…ak…ak]∈CM×K包括控制矢量ak的K個(gè)列。每個(gè)控制矢量依賴于第k個(gè)波陣面的方位角φkak=[1ej2πΔλsin(φk)···ej2sinΔλsin(φk)···ej2π(M-1)Δλsin(φk)]τ.---(4)]]>以標(biāo)量Δ表示在傳感器之間的間隔，并且冪T表示移項(xiàng)。按照多路徑傳播，s(t)包含K個(gè)不同延遲類型的測(cè)試信號(hào)(t)=[s(t-τ1)s(t-τ2)···s(t-τk)···s(t-τk)]τ.---(5)]]>在此，τk表示第k個(gè)波陣面的未知的傳播延遲。通過Ds=diag{ρ1,ρ2,···,ρk},---(6)]]>得出K×K對(duì)角矩陣Ds，其中ρk表示多傳播徑k的偏移，n(t)∈CM1M2表示添加的噪聲。噪聲的空間協(xié)方差矩陣定義為Rnn,M=E{nnH}∈CM×M.---(7)]]>以速率fs=Mc/Tc掃描在每個(gè)天線上接收的信號(hào)，其中每碎片的樣品的或過掃描因子Mc的數(shù)目假設(shè)為整數(shù)。以X表示復(fù)數(shù)的M×N數(shù)據(jù)矩陣，該矩陣包括N=NcMc個(gè)掃描值x(nTc/Mc)，1≤n≤M3。同時(shí)在所有M個(gè)傳感器上掃描這些測(cè)量。
通過具有脈沖特性h[n]=c[-n]的濾波器獲得每個(gè)天線的已掃描輸出信號(hào)，其中c[n]=c(nTc/Mc)。以XMF表示M×N矩陣，其第j列對(duì)于第n個(gè)周期在匹配濾波器之后包含第j個(gè)天線的輸出端的N個(gè)掃描值。在時(shí)間范圍內(nèi)進(jìn)行卷積，并且這相當(dāng)于在頻率范圍內(nèi)乘以h[n]的N點(diǎn)離散傅里葉變換。參見U.Martin的“通過回聲評(píng)估對(duì)移動(dòng)無線信道進(jìn)行建模”，頻率，1994年第48期，198-212頁，以及U.Martin、H.W.Schüβler和K.Schwarz的“測(cè)量移動(dòng)無線信道特性的系統(tǒng)和測(cè)量數(shù)據(jù)后置處理的方法”，頻率，1992年46期，178-188頁。在使用按照(3)的描述的情況下，XMF可以表達(dá)為XMF=ADsC， (8)其中C是如下的一個(gè)K×N矩陣 在等式(1)中的擴(kuò)展曲線c(t)的自相關(guān)函數(shù)定義為r∝(τ)=c(τ)*c(-τ)， (10)其中*表示卷積。通過XMF與N×N DFT矩陣W的右相乘實(shí)現(xiàn)空間時(shí)間信道模式變換為空間頻率信道模式XF=XMFW (11)
這以后在

圖1中說明。如果頻率接收器的數(shù)目描述為2的冪，則可以使用計(jì)算上非常高效的FFT算法計(jì)算(11)。在本發(fā)明的范圍內(nèi)可以使用2-D空間頻率濾波作為預(yù)處理步驟。對(duì)此參見M.Haardt的論文。
假設(shè)信道關(guān)于P個(gè)數(shù)據(jù)矩陣X是不隨時(shí)間變化的?？梢詾V波并且概括數(shù)據(jù)塊矩陣，以便獲得模式的準(zhǔn)確的級(jí)估算(估算主波陣面的數(shù)目K)。對(duì)此弱的波陣面被認(rèn)為是噪聲。模式的級(jí)估算或者基于信息理論標(biāo)準(zhǔn)，比如在M.Haardt的“有效的一、二和多維的高分辨率矩陣信號(hào)的處理”，Diss.，TU慕尼黑，1996，ISBN3-8265-2220-6(63-66頁)，或在DE19511151A中，或者基于閾值方法，比如在U.Martin的“在移動(dòng)無線信道中的傳播有助于設(shè)計(jì)測(cè)量設(shè)備和回波估算”，德國(guó)Erlangen學(xué)院論文，1994年10月(164-180頁)。借助于2-D單一ESPRIT方法估算所產(chǎn)生矩陣XF的2-D不變量。2-D單一ESPRIT方法的最終步驟導(dǎo)致形式λk=tan(Sk2)+jtan(μk2),---(12)]]>的特征值λk，其中Sk=2πTkT---μk=2πΔλsin(φk)---(13)]]>描述時(shí)間或者空間的頻率。標(biāo)量T=TcNc表示最大的傳播延遲。
為了改善信道檢測(cè)方法，正如在最后提到的參考文獻(xiàn)中說明的，其基于2-D單一ESPRIT方法，該方法盼望一個(gè)比同樣已經(jīng)提到的SAGE方法顯著低的計(jì)算費(fèi)用，與二個(gè)提到的方法相反，在本發(fā)明中考慮碎片信號(hào)波形。在矩形碎片信號(hào)波形的情況下，這存在于SAGE中，如果多余一次地掃描每碎片，則移動(dòng)站明顯改善了功能。對(duì)此看出，在每次各一個(gè)碎片(Mc=1)掃描的情況下，與PN序列的相關(guān)在時(shí)間范圍內(nèi)導(dǎo)致一個(gè)峰值。可是如果(Mc=2)，則一個(gè)相關(guān)產(chǎn)生三個(gè)峰值，可是其作為具有相同入射方向的三個(gè)波陣面說明不同的幅度和傳播時(shí)間。為了避免這種分歧和因此不準(zhǔn)確的估算，在一般情況下必須考慮碎片信號(hào)波形。
通過使用彼此疊加的分組用于空間頻率濾波實(shí)現(xiàn)改善的估算準(zhǔn)確度。這在迄今已知的2-D單一ESPRIT方法中沒有利用。通過所使用的頻率接收器的數(shù)目和通過所使用的傳感器的數(shù)目確定通過空間頻率濾波而獲得的分組的數(shù)值。
在上面提到的U.Marrin的“用于濃密建造的城市區(qū)域的一個(gè)方向的無線信道模型”，在第二屆歐洲私人移動(dòng)通信研討會(huì)議程中，波恩，1997年9月，(237-244頁)的方法中假設(shè)，添加噪聲(包括干擾在內(nèi))Rnn的空間頻率相關(guān)矩陣等于按比例的標(biāo)識(shí)矩陣，也就是說Rnn=σ2nI(14)可是在一般情況下等式(14)不適用。可是根據(jù)本發(fā)明在空間頻率范圍內(nèi)也可以處理彩色噪聲。例如估算附加噪聲的空間頻率相關(guān)矩陣，然而用戶不是有效的，這在后面還要闡述。在本發(fā)明中，相應(yīng)地更改高分辨率測(cè)向的算法單一ESPRIT。
根據(jù)參考文獻(xiàn)U.Marrin的“用于濃密建造的城市區(qū)域的一個(gè)方向的無線信道模型”，在空間頻率范圍內(nèi)估算幅度。本發(fā)明使在空間頻率范圍內(nèi)的估算同在空間時(shí)間范圍內(nèi)的估算一樣成為可能。在空間時(shí)間范圍的估算有意義地改善了改善準(zhǔn)確度。
與已知的方法相比，本發(fā)明提供較高的準(zhǔn)確度，并顯著降低的計(jì)算費(fèi)用。因?yàn)橐赃@種假設(shè)為出發(fā)點(diǎn)，即在測(cè)量其特性時(shí)信道是不隨時(shí)間變化的，優(yōu)點(diǎn)是可以限制測(cè)量時(shí)間。由此實(shí)現(xiàn)減少測(cè)量時(shí)間點(diǎn)的數(shù)目，否則因此與已知的方法相比出現(xiàn)效率的降低。此外可以通過過掃描提高提供使用的測(cè)量時(shí)間點(diǎn)的數(shù)目，以便獲得較高的準(zhǔn)確度。補(bǔ)充說明，在一般情況下過掃描在由事先論述的U.Mratin的參考文獻(xiàn)形成的方法中導(dǎo)致一個(gè)典型錯(cuò)誤，這可以通過考慮碎片信號(hào)波形來避免。
現(xiàn)在首先詳細(xì)闡述應(yīng)用于實(shí)施本發(fā)明的數(shù)學(xué)上的裝置，然后闡述根據(jù)本方法的運(yùn)行實(shí)例。
一個(gè)具有均一線性天線陣ULA的測(cè)量站，該天線陣包括M個(gè)相同的傳感器(S1…SM)，并且移動(dòng)的無線單元在運(yùn)行，發(fā)出一個(gè)檢驗(yàn)信號(hào)，即測(cè)試序列，其包括借助于具有矩形碎片信號(hào)波形的PN序列調(diào)制的脈沖。上面已經(jīng)說明，獲得矩陣XF，并且在附圖的唯一圖中進(jìn)行闡述。
通過掃描獲得rcc[n]=rcc(nTc/Mc)。根據(jù) 在頻率范圍內(nèi)變換包含相關(guān)函數(shù)的N個(gè)已掃描的相關(guān)值的矢量，其中W是N×NDFT(=離散傅里葉變換)矩陣。通過改變?cè)诘仁?11)中的空間頻率范圍數(shù)據(jù)矩陣XF，如下考慮碎片信號(hào)波形XF′=XF(diag(rDFT))-1---(16)]]>在rDFT中的系數(shù)可能接近于零或可能是零。由于數(shù)值的不穩(wěn)定性，與這個(gè)非常小的系數(shù)的倒數(shù)值相乘的XF的N個(gè)頻率接收器不形成一部分從XF’中選出的子矩陣用于濾波。在下面步驟中闡述濾波過程。
2-D不變量矩陣XF可以解釋為值M×N的一個(gè)(虛擬的)均一的、矩形陣URA的一個(gè)唯一的測(cè)量瞬間。因此，在使用重疊分組的情況下，進(jìn)行空間頻率濾波是有益的。
作為實(shí)例一個(gè)虛擬的均一矩形陣假設(shè)維數(shù)M×N=4×5。一個(gè)如此的實(shí)例也在M.Haardt的“有效的一、二和多維的高分辨率矩陣信號(hào)的處理”，慕尼黑工程學(xué)院論文，1996年，ISBN3-8265-2220-6中假設(shè)。得出N=5個(gè)頻率接收器，其各包含M=4個(gè)傳感器，并且LM=2個(gè)線性分組中的每一個(gè)在空間方向上擁有Mx，sub=M-LM+1=3個(gè)傳感器。根據(jù)均一矩形陣的第IM個(gè)分組，選擇矩陣定義為JlM(M)=
,1≤lM≤LM---(17)]]>相應(yīng)地可以使用頻率接收器的類似技術(shù)。對(duì)此N個(gè)頻率接收器再分為L(zhǎng)N個(gè)子組，從中包含全部Nsub=N-LN+1個(gè)接收器。通過JlN(N)=
,1≤lN≤LN.---(18)]]>得出適當(dāng)?shù)倪x擇矩陣。
必須注意，由M×N個(gè)元素形成的虛擬組劃分為L(zhǎng)=LMLN個(gè)虛擬分組，從中包含全部的Msub=Mx，subNsub個(gè)元素。通過在形式JlM(M)XF′JlN(N)τ∈CMx,sub×Nsub,]]>的合成的L個(gè)分組上使用vec｛·｝運(yùn)算符，獲得Msub×L維的矩陣XF’。在此vec{A}表示矢量值的函數(shù)，其通過矩陣的列的互相說明以mn維的列矢量反映m×n的矩陣A。
假設(shè)，信道關(guān)于P個(gè)已濾波的數(shù)據(jù)矩陣XF’是不隨時(shí)間變化的?？梢愿鶕?jù)Xsub=[XF′(1)XF′(2)···XF′(i)···XF′(P)]∈CMsub×LP]]>合并P個(gè)數(shù)據(jù)XF矩陣，以便獲得模式級(jí)的準(zhǔn)確估算，也就是說主波陣面數(shù)目K的估算。對(duì)此較弱的波陣面被認(rèn)為是噪聲。對(duì)此適當(dāng)?shù)厥褂眯薷牡腗DL標(biāo)準(zhǔn)(MDL=最大描述長(zhǎng)度)，其考慮正反向取平均和濾波。對(duì)此參見事先論述的論文M.Haardt。在過掃描的情況下對(duì)于MDL標(biāo)準(zhǔn)來說必需的統(tǒng)計(jì)的假設(shè)不再長(zhǎng)期有效。正如上面已經(jīng)提到的，在U.Martin的“在移動(dòng)無線信道中的傳播”中得到這個(gè)統(tǒng)計(jì)假設(shè)。因此這是值得推薦的，即對(duì)于全部碎片來說，MDL標(biāo)準(zhǔn)分別應(yīng)用于一個(gè)碎片的Mc個(gè)樣品中的每一個(gè)。為了獲得按照事實(shí)的模式級(jí)，然后對(duì)Mc個(gè)模式級(jí)的估算取平均值。
如果在等式(3)中定義的噪聲n是白色的，并且碎片信號(hào)波形是矩形的，當(dāng)不進(jìn)行過掃描時(shí)，則已變換的噪聲nF’當(dāng)然僅僅是白色的。已濾波的噪聲協(xié)方差矩陣在空間頻率范圍內(nèi)定義為Rnn=E{nF′subnF′subH}∈CMsub×Msub---(19)]]>對(duì)于每個(gè)正整數(shù)p，Ip表示p×p識(shí)別矩陣，Πp表示p×p交換矩陣，在其對(duì)角上具有1，否則具有零 通過一個(gè)上線條 說明與自身的復(fù)數(shù)共軛。在下面，滿足條件∏pQ-=Q⇔∏pQ=Q-]]>的矩陣Q∈Cp×q稱作左Π實(shí)矩陣。弱占用的單一矩陣 (20)例如是偶數(shù)或非偶數(shù)級(jí)的左Π實(shí)矩陣。
以R^xx=1LPXsubSsubH----(21)]]>表明帶有噪聲測(cè)量的已估算的協(xié)方差矩陣。對(duì)此必須注釋，代替在這個(gè)等式中使用的矩形窗口，也可以使用一個(gè)浮動(dòng)的窗口計(jì)算 此外， 表示沒有源信號(hào)的在場(chǎng)而以類似的方式獲得的添加噪聲(19)的協(xié)方差矩陣的估算。然后以下面的方式Gxx=Re{QMsubHR^xxQMsub}---Gnn=Re{QMsubHR^nnQMsub},---(22)]]>變換這些矩陣，其中QMsub表示值Msub×Msub的任意左實(shí)矩陣，其同樣是單一的。
為了詳細(xì)說明對(duì)于2-D單一ESPRIT方法的選擇矩陣的對(duì)，首先在考慮空間不變量的情況下如下定義均一線性陣的1-D選擇矩陣J1(Mx,sub)=[IMs,sub-10(Mx,sub-1)×1]---J2(Ms,sub)=
]]>以類似的方式對(duì)于考慮頻率不變量的頻率接收器的1-D選擇矩陣定義為J1(Nsub)=[INsub-10(Nsub-1)×1]---J2(Nsub)=
]]>以下面的方式作為Kronecker乘積獲得均一矩形陣URA(根據(jù)最大疊加)的2-D選擇矩陣 然后通過 得出變換的選擇矩陣的對(duì)。
對(duì)于Msub=Mx，subNsub個(gè)元素的虛擬均一矩形陣適用ms=(Msub-1)Nsub和mf=(Nsub-1)Mx，sub，因此在二個(gè)方向上獲得分組的最大疊加。
接著說明具有彩色噪聲和協(xié)方差解列式的2-D單一ESPRIT的簡(jiǎn)短概述1．信號(hào)子空間估算計(jì)算矩陣對(duì)Gxx和Gnn的廣義特征分解，也就是說GxxE=GnnE·Σ---Σ=diag{σi}i=1Msub.]]>對(duì)此，矩陣對(duì)Gxx和Gnn的K個(gè)主要廣義特征矢量包含在Es∈RMsub×K中。
2．恒等式的解借助于LS、TLS、SLS或2-DSLS。(LS=最小平方，TLS=全部的最小平方，SLS=構(gòu)成的最小平方)解 3．共同的空間和時(shí)間頻率估算計(jì)算復(fù)數(shù)值的K×K矩陣的特征值Yμ+jYv=T∧T-1∧=diag{λk}KK=1·μk=2arctan(Re{λk})，1≤k≤K·Vk=2arctan(Im{λk})，1≤k≤K通過在等式(13)中的已估算的角度和延遲時(shí)間φk和τk可以在空間時(shí)間范圍內(nèi)或在空間頻率范圍內(nèi)估算幅度。
首先在空間頻率范圍內(nèi)估算幅度通過XF’=vec｛XF’}， (27)獲得數(shù)據(jù)矢量xF’，其中xF’可以作為在時(shí)間t0的一個(gè)單獨(dú)掃描的結(jié)果解釋。正如在M。Haardt、M.D.Zoltowski、C.P.Mathews和J.A.Nossek的“用于有效的2D參數(shù)評(píng)估的2D單一ESPRIT”中應(yīng)用的，在Proc.IEEE Int.Conf.聲學(xué)、語音和信號(hào)處理，第3卷1096-1099頁，底特律，MI1995年5月，通過數(shù)據(jù)模型根據(jù)矢量SF’的絕對(duì)值指明信號(hào)功率。通過等式(13)的時(shí)間的頻率Sk和空間的頻率μk確定虛擬的2-D控制矩陣 這在前面提到的參考文獻(xiàn)中說明。必須注意，根據(jù)等式(4)的1-D控制矩陣A的 是不同的，并且如果在使用一個(gè)矩形的碎片信號(hào)波形的情況下過掃描，則此外噪聲nF’不是白色的。可倒置的噪聲協(xié)方差矩陣Rnn，F(xiàn)’定義為Rnn,F′=E{nF′nF′H},---(29)]]>其中，RnnF’是一個(gè)N×N矩陣。與等式(19)中的Rnn相反，在數(shù)值MN×MN的矩陣Rnn，F(xiàn)’中不包含一個(gè)空間頻率濾波。然后可以根據(jù)S^F′=(A^VHR^nn,F′-1A^V)-1A^VHR^nn,F′-1·xF′---(30)]]>實(shí)施幅度的期望可靠的線性最小方差估算(Gauss-Markow估算)。
現(xiàn)在在空間時(shí)間范圍內(nèi)估算幅度在大多數(shù)情況下如果在空間時(shí)間范圍內(nèi)解模式等式(3)，則實(shí)現(xiàn)顯著較高的準(zhǔn)確度，因?yàn)橛捎诓粶?zhǔn)確的參數(shù)φk和τk的估算而引起的惡化不是如此重要的。如果已知組幾何學(xué)，并且組是校準(zhǔn)的，正如在等式(4)中定義的，則通過已估算的入射方向φk完全得出1-D控制矩陣 τk的矢量sPN根據(jù)延遲τk包含已掃描的并且時(shí)間延遲的PN序列。等式(3)當(dāng)然可以記作X=Σk=1kρka(φk)sPN(τk)τ.---(32)]]>通過vec{Y1Y2Y3}(Y3T_Y1)vec{Y2}等式(32)推導(dǎo)出vec{X}=Σk=1Kρk[sPN(τk)⊗a(φk)]---(33)]]>運(yùn)算符_表示Kronecker乘積。如果噪聲n不是白色的，則必須考慮噪聲協(xié)方差矩陣。與等式(7)相反，在解釋噪聲協(xié)方差矩陣時(shí)必須考慮完整序列的噪聲RNN=E{vec{N}vec{N}H}∈CMN×MN，其中
N=[n[1]n[2]…n[N]]∈CM×N對(duì)于 等式(33)的解引入已估算的幅度 對(duì)此ρ^τ=(BHR^NN-1B)-1BHR^NN-1·vec{X},---(35)]]>其中B=[sPN(τ1)⊗a(φ1)sPN(τ2)⊗a(φ2)···sPN(τK)⊗a(φK)]]]>為了實(shí)際技術(shù)的實(shí)現(xiàn)，首先重復(fù)，依賴于發(fā)射和接收位置，通過到達(dá)接收機(jī)上的波陣面的數(shù)目K以及其復(fù)數(shù)幅度ρk、延遲τk和到達(dá)角方位角Φk可以表征無線信道。對(duì)此如下三個(gè)步驟是重要的以一個(gè)測(cè)試脈沖序列產(chǎn)生并發(fā)出發(fā)射信號(hào)s(t)，通過一維天線場(chǎng)接收，然后在基帶內(nèi)通過向下混頻和此外掃描進(jìn)行變換。接著通過信號(hào)匹配的濾波器(=匹配的頻率器)進(jìn)行具有預(yù)處理的數(shù)字信號(hào)處理，在空間頻率范圍內(nèi)的變換并考慮具有相應(yīng)校正的脈沖波形。接著估算參數(shù)、也就是主要借助于2-D單一ESPRIT方法和復(fù)數(shù)幅度的共同估算進(jìn)行參數(shù)的共同估算。
下面詳細(xì)闡述這些步驟。
產(chǎn)生發(fā)射信號(hào)發(fā)射信號(hào)s′(t)=Σi=0pc(t-iT)---c(t)=Σm=0Nc-1dmpc(t-mTc)---(36)]]>包括P+1個(gè)脈沖序列。通過長(zhǎng)度Nc的偽噪聲序列dm調(diào)制每個(gè)脈沖序列c(t)。脈沖的帶寬取決于必須測(cè)定的無線信道的帶寬。發(fā)射信號(hào)s’(t)=s(t)+A 的幅度偏移A=(1-Nc+1)/Nc]]>以便與在空間頻率范圍內(nèi)所要求的模式一致。此外，如此選擇A，即優(yōu)化在接收時(shí)的信/噪比，也就是說使用一個(gè)信號(hào)匹配的濾波器。在基帶中產(chǎn)生該信號(hào)s’(t)，在這個(gè)必須測(cè)定的高頻帶內(nèi)混頻并輻射。
接收并分析發(fā)射信號(hào)預(yù)處理信號(hào)匹配的濾波器接收設(shè)備覆蓋一個(gè)由M1個(gè)天線形成的一維天線場(chǎng)(“天線陣”)，其中單一ESPRIT需要一個(gè)中心對(duì)稱的天線場(chǎng)。接收信號(hào)在基帶內(nèi)向下混頻，并且以基本掃描1/Tc的整數(shù)倍Mc進(jìn)行掃描。已掃描的信號(hào)與序列c′(n·TcMc)=c(n·TcMc)+b(n·TcMc),--(38)]]>相關(guān)。與 有關(guān)。由此得出一個(gè)信號(hào)匹配的濾波器，也就是說與c’(n·Tc/Mc)=s’(-n·Tc/Mc)有關(guān)。如果聯(lián)系(37)和(38)考慮所選擇的脈沖波形pc(t)，參見下文，則各波陣面在空間頻率范圍內(nèi)引起一個(gè)時(shí)間的不變量。
考慮脈沖波形在空間頻率范圍內(nèi)變換信號(hào)匹配的濾波器XMF(i)∈CM1M2×NcMc的輸出，XF(i)=XMF(i)W，(39)其中W∈CNcMc×M2是離散傅里葉變換(DFT)的矩陣。僅僅計(jì)算M2個(gè)頻譜線，對(duì)于這些頻譜線來說，已掃描序列c’(n)和s’(n)、|R(l)|的在頻率范圍內(nèi)變換的互相關(guān)函數(shù)的總數(shù)超過一個(gè)極限值T。通過在XF’(i)=XF(i)F-1(40)中使用F=diag{R(NcMc-M2-12),···,R(NcMc-1),R(0),R(1),···,R(M2-12)}]]>在空間頻率內(nèi)從XF中計(jì)算出脈沖波形和過掃描的影響。在附圖中僅僅描述了矩陣XF。碎片信號(hào)波形的考慮引入矩陣XF’。就此矩陣XF’(i)的行在每波陣面的空間頻率范圍內(nèi)有一個(gè)在時(shí)間方向上的不變量(不依賴于脈沖波形pc和過掃描因子Mc)。在空間頻率范圍內(nèi)xF’(t)=vec{XF’(i)}1≤i≤P，P個(gè)序列概述為XF’=[xF’(1)xF’(2)…xF’(P)]，并且對(duì)Xsub=[J1,1XF′J1,2XF′···J1,L2F′XF′···JL1,L2XF′]∈CMsub×LP---(41)]]>濾波。
通過濾波相關(guān)的波陣面變得非相關(guān)，并且降低信號(hào)協(xié)方差矩陣Rxx=1LP·XsubXsubH∈CMsub×Msub---(42)]]>的維數(shù)，也就是說Msub<M。當(dāng)在(43)中的特征值分解時(shí)這導(dǎo)致降低的計(jì)算費(fèi)用?？梢悦摍C(jī)計(jì)算噪聲協(xié)方差矩陣Rnn。如果在空間和時(shí)間方向上處于天線場(chǎng)上的噪聲也是非相關(guān)的，則在頻率范圍內(nèi)的噪聲常常不在時(shí)間上非相關(guān)。在這種情況下，Rnn是非標(biāo)度的對(duì)角矩陣。
參數(shù)估算在考慮彩色噪聲的情況下的2-D單一ESPRIT復(fù)數(shù)的協(xié)方差矩陣Rxx和Rnn變換為實(shí)數(shù)矩陣Gxx和Gnn。一般化的特征值分解GxxE=GnnE·Σ---Σ=diag{σi}i=1Msub,---(43)]]>提供E∈CMsub×Msub。Es的列包括主要的一般化的特征矢量，也就是說E的列，其屬于K個(gè)主要(最大)一般化的特征值σk。Es的這些列撐開已估算的信號(hào)子空間，其中K表明主波陣面的數(shù)目。通過子空間估算Es建立二個(gè)恒等式，K(r)1GnnEsYr≈K(r)2GnnEs∈Rmr×K′,r=1,2,----(44)]]>并且例如借助于最小二乘法按Yr求解。能夠通過復(fù)數(shù)的特征值分解Y1+jY2=TΛT-1---Λ=diag{λk}k=1K′----(46)]]>其中·μ1k=2arctan(Re{λk})，1≤k≤K′·μ2k=2arctan(Im{λk})，1≤k≤K′，斷定所探求的空間和時(shí)間頻率μk(1)=-2πΔλsinφk,μk(2)=-2πτkτmax----(45)]]>從根據(jù)等式(45)的頻率中得出所探求的入射角(方位角Φk)和K’個(gè)主波陣面的延遲τk。
共同估算復(fù)數(shù)幅度為了估算復(fù)數(shù)幅度，從延遲τk和由空間頻率μk(1)形成的控制矩陣Aa∈CM1×K’中推斷信號(hào)矩陣S∈CK’×QMcMc。關(guān)于Q≤P個(gè)序列在空間時(shí)間范圍內(nèi)估算復(fù)數(shù)幅度ξ=(BHRNN-1B)-1BHRNN-1·vec{X} B=ST◇Aa(47)在時(shí)間范圍內(nèi)RNN是已估算的噪聲協(xié)方差矩矩陣。
可以如下概括說明與已知方法相比的優(yōu)點(diǎn)通過改變發(fā)射序列和相關(guān)序列實(shí)現(xiàn)信/噪比的最大化，在空間頻率范圍內(nèi)考慮脈沖波形，任意選擇脈沖波形是可能的，并且一個(gè)任意整數(shù)的掃描因子是可能的，弱頻譜線的消除導(dǎo)致降低噪聲影響，并且降低計(jì)算費(fèi)用，通過使用2-D單一ESPRIT方法和通過在關(guān)于序列的空間頻率范圍內(nèi)的變換能夠高分辨率地共同估算方位角和延遲，同樣擴(kuò)展了2-D單一ESPRIT方法以便考慮在空間頻率范圍內(nèi)的彩色噪聲，并且在關(guān)于Q個(gè)序列的空間時(shí)間范圍內(nèi)共同估算幅度。
權(quán)利要求
1．測(cè)量無線信道特性的方法，在該方法中，接收線性天線陣(ULA)的一定數(shù)目M1的接收傳感器(S1…SM)的接收信號(hào)，其中各自的接收信號(hào)包括不同入射方向和不同的延遲的發(fā)射信號(hào)的次波，其特征在于，發(fā)射信號(hào)包含預(yù)選的測(cè)試序列，并且同時(shí)估算主波陣面的入射角以及延遲。
2．按照權(quán)利要求1的方法，其特征在于，在考慮測(cè)試序列的碎片信號(hào)波形的情況下實(shí)現(xiàn)同時(shí)估算。
3．按照權(quán)利要求1或2的方法，其特征在于，解調(diào)每個(gè)接收傳感器(S1…SM)的信號(hào)，然后以測(cè)試序列的每碎片的數(shù)目Mc個(gè)的掃描值進(jìn)行掃描。
4．按照權(quán)利要求1或3之一的方法，其特征在于，通過離散傅里葉變換在頻率范圍內(nèi)變換得出的掃描值。
5．按照權(quán)利要求1至4之一的方法，其特征在于，在考慮碎片信號(hào)波形頻譜的情況下校正得出的值，其中對(duì)于每個(gè)傳感器來說由已獲得的值形成的行矢量可以構(gòu)成一個(gè)數(shù)據(jù)矩陣XF’(n)，其包含表征信道的不變量。
6．按照權(quán)利要求1至5之一的方法，其特征在于，一個(gè)調(diào)制的PN序列用作發(fā)射信號(hào)。
7．按照權(quán)利要求1至6之一的方法，其特征在于，測(cè)量方位角的入射方向。
8．按照權(quán)利要求1至7之一的方法，其特征在于，在解調(diào)之前每個(gè)天線傳感器(S1…SM)的信號(hào)在基帶中混頻。
9．按照權(quán)利要求1至8之一的方法，其特征在于，信號(hào)匹配地濾波掃描信號(hào)。
10．按照權(quán)利要求1至9之一的方法，其特征在于，對(duì)接收信號(hào)過掃描，也就是說以大于雙倍接收信號(hào)帶寬的掃描頻率進(jìn)行掃描。
11．按照權(quán)利要求1至10之一的方法，其特征在于，當(dāng)在頻率范圍內(nèi)變換掃描值之后拒絕低于一個(gè)可以預(yù)先確定的功率界限的值。
12．按照權(quán)利要求1至11之一的方法，其特征在于，當(dāng)在頻率范圍內(nèi)變換之后通過分開平方的碎片信號(hào)波形的頻譜校正掃描值。
13．按照權(quán)利要求1至12之一的方法，其特征在于，掃描值在空間頻率范圍內(nèi)進(jìn)行濾波。
14．按照權(quán)利要求1至13之一的方法，其特征在于，借助于二維的、高分辨率的頻率估算算法在空間頻率范圍內(nèi)進(jìn)行重疊的空間和時(shí)間的不變量的確定和分配。
15．按照權(quán)利要求14的方法，其特征在于，在二維的、高分辨率的頻率估算算法中考慮在空間頻率范圍內(nèi)的彩色噪聲。
16．按照權(quán)利要求14或15的方法，其特征在于，2-D單一ESPRIT方法用作頻率估算算法。
17．按照權(quán)利要求1至16之一的方法，其特征在于，共同在空間頻率范圍內(nèi)和/或在空間時(shí)間范圍內(nèi)估算復(fù)數(shù)幅度。
18．按照權(quán)利要求17的方法，其特征在于，按照加權(quán)的最小二乘法(Weighted-Least-Squares)進(jìn)行共同估算。
19．測(cè)量無線信道特性的測(cè)量裝置，具有一個(gè)線性的天線陣(ULA)，具有一定數(shù)目的天線傳感器(S1…SM)，其中在每個(gè)天線傳感器后排列一個(gè)模-數(shù)掃描器、一個(gè)信號(hào)匹配的濾波器以及用于離散傅里葉變換的級(jí)，并且為了實(shí)現(xiàn)接收級(jí)至少含有一個(gè)信號(hào)處理器，在該信號(hào)處理器中應(yīng)用按照權(quán)利要求1至14之一的方法。
全文摘要
測(cè)量無線信道特性的方法,在該方法中接收線性天線陣(ULA)的M
文檔編號(hào)H04B17/00GK1284225SQ98813516
公開日2001年2月14日 申請(qǐng)日期1998年10月27日 優(yōu)先權(quán)日1997年12月5日
發(fā)明者C·布魯勒, M·哈爾特 申請(qǐng)人:西門子公司