專利名稱：零中頻正交解調器的直流偏移補償的制作方法
背景技術：
本發(fā)明涉及解調器的補償電路，更具體地說，涉及中頻(IF)正交解調器電路。
移動電話大致分為蜂窩式電話和PCS(個人通信系統)。蜂窩電話的載頻是900MHz，而PCS的載頻則是這一頻率的兩倍，即1.9GHz。所采用的模擬調制方法是頻率調制(FM)，而數字調制方法則有CDMA(碼分多址)、TDMA(時分多址)和FDMA(頻分多址)。
正交調制/解調指的是對正交載波信號解調。調制器和解調器做在一塊單片半導體芯片上。

圖1是現有技術中典型正交解調器的框圖。這一解調器包括兩個混頻器101和102，它們都有信號輸入端、本地振蕩器108信號輸入端和低頻輸出端。將調制信號饋送給混頻器101，同時將本地振蕩器108的LO(本振)信號送給混頻器101。還將調制信號饋送給混頻器102，而本振信號LO經過一個移相器103，相對輸送給混頻器101的本振信號LO產生90°的相移以后，也饋送給混頻器102。
本地振蕩器108往往會把它的信號LO泄漏到解調器系統的其它部分中去。常常很難使混頻器101和102保持平衡，使輸入載波信號和本地振蕩器108信號泄漏到調制高頻信號中的電平跟輸入信號vi(t)的電平相比足夠小。泄漏過來的本振信號會導致話音信號明顯失真。
Makinen的美國專利第5012208號公布了一種有本振泄漏補償的正交調制器。Makinen利用一種電路，根據輸出信號幅度變化和對應的調制信號之間的相互關系，給兩個調制器信號加上互不相同的補償電壓。但這一專利只涉及調制器，而不涉及解調器，它在本地振蕩器中也沒有頻率偏移。
現有技術里的其它裝置通過在TDMA時隙的保護間隙里關閉射頻輸入信號來進行直流偏移補償(DC Offset Compensation)。但如果這一直流偏移是調制信號本身的固有直流偏移，這一技術就失去了作用。因此，接收到信號時有必要使用直流偏移補償。
一般而言，信號的其它部分也會產生直流分量。這些直流分量會影響從本振泄漏中清除不需要的直流分量。因此有必要去除本振泄漏產生的不需要的直流分量以前補償這些其它的直流分量。
發(fā)明簡述本發(fā)明為AMPS蜂窩移動電話系統中利用基本上是零中頻調頻解調提供一種直流偏移補償方法。利用補償反饋消除由本振泄漏產生的引起失真的直流偏移信號。導致泄漏直流偏移消除方法更加復雜化的其它直流分量，包括與監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼(“調制方法所固有的直流分量”)有關的那些直流分量，都可以通過將本振頻率從信號頻率略微調偏一點而隔離出來。本發(fā)明避免了在消除泄漏直流分量時使用產生失真的高通濾波器。
本發(fā)明用頻率偏移來補償監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼引起的直流分量。引入頻率偏移的方法是讓本振頻率跟用來把中頻頻率下變頻為零頻率所需的頻率略有差別，例如相差幾千赫茲。如果中頻是85MHz，就將本振調偏到85.005MHz，于是信號就被下變頻到5kHz。另外還有一個數字信號處理控制回路產生一個直流偏移，以補償本振的直流泄漏。這個控制環(huán)有一個積分器和一個增益系數k正比于直流偏移的放大器。頻率偏移的作用是保證即使使用的是SAT(監(jiān)測音頻單音)和曼徹斯特碼，直流偏移控制環(huán)也能夠正確地工作。一段時間以后可以凍結控制環(huán)，去掉本振的頻率偏移。
附圖簡述圖1是現有技術中的正交解調電路的框圖，它說明從本地振蕩器有信號泄漏到電路的增益級和混頻級里去；圖2是一個I和Q平面矢量圖，它說明圖1中的電路產生的需要頻率偏移的調制矢量；圖3是一個時域圖，它說明的是對于10kb/s的1111……數據序列，曼徹斯特碼調頻信號的波形；圖4是一個6kHz監(jiān)測音頻單音調頻信號波形的時域圖；圖5是1kHz話音調制信號的時域圖；圖6說明的是本發(fā)明的一個正交解調電路，其中的本振頻率已經被調偏；圖7說明的是圖6中本地振蕩器的詳細情況；圖8是圖6中正交解調器的部分細節(jié)，其中的數字信號處理器反饋回路對圖1所示的本振泄漏產生的直流偏移進行補償；和圖9中的I和Q平面矢量圖說明圖6所示電路的直流補償效果。
優(yōu)選實施方案詳述現在參考圖1，其中說明的是現有技術里AMPS(高級移動電話系統)移動電話接收機中進行零中頻解調的一個電路。零中頻正交解調指的是將中頻載波信號跟本振信號混頻，以消除載波頻率分量。在零中頻正交解調系統里，本地振蕩器的頻率(fL)通常都跟中頻(fc，在AMPS中是85.0MHz)相同。AMPS輸入信號一般都有許多分量(a)話音信號，(b)載波信號，(c)監(jiān)測音頻單音，和(d)曼徹斯特碼。其中的話音信號包括說話人發(fā)出的音頻信號，是主要的信號分量。載波信號一般是用來調制話音信號的，而監(jiān)測音頻單音則用于呼叫者在小區(qū)之間漫游時重新調制話音信號，傳給另一個基站。曼徹斯特碼分量是用來在電話和小區(qū)基站之間傳遞AMPS協議控制信號的。在時間上平均以后，監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼產生一個固有直流調制分量。
電路100包括用于自動增益控制的可變增益放大器110、混頻器101和102、90°移相器103、低通濾波器104和105、模數轉換器(A/D)106和107、數字信號處理器(DSP)109和本地振蕩器108。本地振蕩器108最好是一個VCTCXO(有溫度補償的壓控晶體振蕩器)，PLL(鎖相環(huán))或者頻率綜合器產生本振信號。模數轉換器106、107跟數字信號處理器109一起構成解調器115。放大器110收到調制信號vi(t)，這一信號分成兩路。在混頻器101和102里，放大過的vi(t)信號跟本地振蕩器108信號混頻。移相器103將本振信號L0的相位移動90°。低通濾波器104和105對混頻器101和102的I和Q輸出信號濾波，產生時變電壓VI(t)和VQ(t)，其中的下標Q表示經過了移相的正交分量。(解調器115中的)DSP 109對VI(t)和VQ(t)進行調頻解調，獲得一個解調數字信號f’(t)。解調電路100一個明顯的缺點是本地振蕩器108信號(fc)會泄漏到放大器110和混頻器101、102中去，見圖中的路線l1、l2和l3。本地振蕩器108的這些泄漏信號在VI(t)和VQ(t)中產生直流偏移，導致失真。本發(fā)明能夠明顯地消除由本地振蕩器108泄漏產生的這一直流偏移。
在解調電路100中，輸入信號可以用以下數學公式表示vi(t)=cos{2πf0t+k∫-∞tf(x)dx}---(1)]]>其中的f0是載頻，k是調制指數。零中頻信號是(假設fc＝f0)vI(t)=cos{k∫-∞rf(x)dx}=cos[θ(t)]---(2)]]>vQ(t)＝sin[θ(t)](3)其中的θ(t)是頻率調制f(t)在時間上積分得到的時變相位函數。
現在參考圖2，其中I/Q坐標系中的調制矢量R(t)有一些偏轉。假設沒有話音調制，這一偏轉就是由監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼產生的。標量分量VI(t)和VQ(t)分別是跟I軸夾角為θ(t)的調制矢量R(t)在I和Q坐標軸上的投影。在AMPS系統里，SAT和曼徹斯特碼數據的調制指數很小。圖2中的弧AB表示SAT和曼徹斯特碼導致矢量Rm擺動的范圍。下文將參考圖5進一步介紹這一擺動。這種系統的調制指數正比于等式(1)中的k。SAT和曼徹斯特碼在時間上平均以后，有一個固有的時變直流成份，跟本地振蕩器泄漏的固定直流分量疊加在一起?！罢{制固有直流分量”，也就是監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼在時間上平均以后得到的直流分量，在復平面內產生一個等價的直流偏移矢量RmvIm+jvQm＝-Rm(4)監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼固有調制直流分量跟本地振蕩器108的直流泄漏合在一起，使得本地振蕩器泄漏(l1、l2和l3)的消除變得非常困難。這一調制方法所固有的直流分量干擾了解調器115，這樣，直流補償方案必須采取進一步的措施來消除本地振蕩器直流泄漏的影響。為了有效地消除本地振蕩器108泄漏產生的直流分量，有必要將本地振蕩器的直流分量跟曼徹斯特和SAT信號產生的時變直流分量分離出來。這是通過將本地振蕩器108的頻率略微調偏來實現的，就象下面將參考圖6所做的介紹那樣。
現在參考圖3～5，它們說明的是監(jiān)測音頻單音(SAT)、曼徹斯特碼和話音調制信號之間的關系。AMPS中的SAT和曼徹斯特碼都是調頻信號。曼徹斯特碼是數字信號，其中的二進制值{0，1}分別用相反的相位[1，-1]和[-1，1]表示。在AMPS系統中曼徹斯特編碼信號在電話和小區(qū)基站之間傳遞協議控制信號。對于10kb/s的數據率，AMPS中曼徹斯特碼的特征頻率為10kHz，如圖3所示。這對應于周期TMAN＝100μs。曼徹斯特信號的頻偏是ΔfMAN＝8kHz。
圖4中的監(jiān)測音頻單音是一個正弦波，其特征頻率為大約6kHz。在AMPS系統里，監(jiān)測音頻單音的作用是，當呼叫者在小區(qū)之間移動時，在基站之間重新調制話音信號。SAT信號的頻偏為ΔfSAT＝2kHz。因此，如圖4所示，監(jiān)測音頻單音給載波fc帶來的偏移最大為fc+ΔfSAT，最小為fc-ΔfSAT。監(jiān)測音頻單音的周期TSAT大約為167μs。曼徹斯特碼和監(jiān)測音頻單音引起的相位變化Δθ可以從以下公式計算出來Δθ(t)=k∫0T/2f(t)dt---(5)]]>相位Δθ(t)隨時間的變化給信號R(t)帶來的影響畫在圖2中的I/Q平面上。
圖5說明的是一個相應的話音調制信號R(t)的波形。話音調制信號是載頻為fc的調頻信號，頻率范圍為fc+Δfvoice到fc-Δfvoice，其中Δfvoice最大＝8kHz。這里，Δθvoice(t)＞＞ΔθSAT，Δθvoice(t)＞＞ΔθMan以及Δθvoice(t)＞＞2π。因此，圖2中R(t)繞I/Q平面的原點轉了很多圈，而相位的變化Δθvoice(t)+ΔθSAT(t)則產生了矢量Rm，由于SAT和曼徹斯特碼的調制指數很小，它沿著弧AB來回擺動。計算R(t)和-Rm的相對于時間的平均值，調制矢量R(t)的平均值為零，但矢量-Rm卻有非零的標量平均值分量VI(t)‾=VIm‾,VQ(t)‾=vQm‾-----(6)]]>現在參考圖6，其中說明的是圖1中的解調電路，這一電路使用了改進了的本地振蕩器608。改進了的解調電路600使用本地振蕩器608，其輸出信號LO’的振蕩頻率為fc+fOFFSET。本發(fā)明在本地振蕩信號補償方案里，通過將本地振蕩器608的頻率調偏，能夠分離SAT和曼徹斯特碼的直流分量。這一頻率偏移使得SAT和曼徹斯特分量的直流偏移，跟本地振蕩器608直流泄漏相比非常小。假設最佳中頻fc是85MHz，本地振蕩器608的工作頻率有一小偏移，例如5kHz，使其頻率為85.005MHz。這樣，中頻或者射頻的混頻結果不會是零，而是有一個5kHz的頻率偏移Δf。這就消除了圖2中由SAT和曼徹斯特碼直流分量產生的矢量Rm，從而能夠用參考圖8將討論的反饋回路消除本地振蕩器108泄漏產生的直流分量。
因此，本發(fā)明試圖獲得一個頻率非常低的中頻，例如5kHz，而不是零中頻，使得本地振蕩器泄漏的直流偏移消除之前，信號的SAT/曼徹斯特分量的長期平均值就已經是零。如果Δf是頻率偏移，那么VI(t)=cos[2πΔft+k∫-∞tf(x)dx]+vIlo-----(7)]]>和VI‾(t)≈cos(2πΔft)‾+vIlo≈0+vIlo-----(8)]]>其中vIlo＝本地振蕩器泄漏在I通道里產生的靜態(tài)直流偏移。這里假定對于積分時間t＝T，
在t＝T這一段積分時間里，直流偏移被消除。
現在參考圖7，其中說明的是圖6中本地振蕩器608的一個優(yōu)選實施方案。本地振蕩器608使用普通的有溫度補償的壓控晶體振蕩器(VCTCXO)702，產生一個穩(wěn)定的基頻19.68MHz。VCTCXO 702接收頻率控制信號VAFC以維持精確的頻率。在分頻器704中用分頻系數R將VCTCXO 702的輸出信號分頻。然后用混頻器706檢測分頻信號的相位，并用濾波器710濾波。濾波器710是一個低通濾波器，用來濾去高頻噪聲和諧波。經過濾波器710濾波的信號VTUNE用來控制壓控振蕩器712，產生本地振蕩器608的輸出信號LO’。然后用分頻器714將輸出信號LO’進行N分頻，并在混頻器706中跟VCTCOX 702 R分頻以后的信號一起鑒相。在這一優(yōu)選實施方案里，分頻器704和714都是可編程的，從而可以精確控制從VCTCXO 702加到振蕩器頻率上去的頻率偏移。
現在參考圖8，這一功能框圖說明如何消除本地振蕩器608泄漏產生的直流偏移電壓。在這一優(yōu)選實施方案里，實際上是在解調器115中消除直流分量的，利用的是數字信號處理技術，處理圖8的方案中的模擬分量(801、803、805和807)。圖8中的模擬功能框圖是用來說明本發(fā)明的。對本發(fā)明的目的而言，直流消除方法的模擬和數字方式都是等價的。還應當指出，圖8只說明了I分枝的直流消除方法，而I和Q支路的消除方法是相同的。
圖8中的I分枝包括放大器110、混頻器101、濾波器104和補償電路800。從功能上看補償電路800包括一個控制環(huán)，該控制環(huán)包括混頻器801、放大器803、積分器805和低通濾波器807。解調電路100的輸入話音信號vi(t)是由放大器110收到，在混頻器101里跟本地振蕩器108信號(LO)混頻的。這里應當指出，跟圖8中的I分枝相同的Q分枝接收的是經過了移相器103移相的本地振蕩器608信號。濾波器104將混頻器101的信號濾波，然后傳遞給補償電路800。進入補償電路以后，在混頻器801里濾過波的信號跟反饋信號809混頻。然后用放大器803將混頻器輸出信號VI(t)放大，并用積分器805在時間(t)上積分。積分器805輸出的這一積分信號再用低通濾波器807濾波。在這一優(yōu)選實施方案里，低通濾波器807是一個一階RC濾波器。然后混頻器801將低通濾波器807的反饋信號809跟濾波器104的輸出信號混頻。
如同前面參考圖6所做的討論一樣，解調電路100里有兩個直流分量。調制方法所固有的直流分量是曼徹斯特信號和SAT信號引起的。另外，本地振蕩器108的泄漏產生會導致失真的直流分量。除非這兩個直流信號源可以分離出來，否則消除泄漏直流分量將非常困難。通過將本地振蕩器608的頻率略微調偏，跟泄漏直流分量相比，調制方法所固有的直流分量可以大大地減小，從而將泄漏直流分量隔離出來。然后可以很容易地用補償電路800將這一隔離出來的泄漏直流分量消除掉。由于補償電路800是用一個數字信號處理器109實現的，一旦用于消除泄漏直流分量的反饋信號809穩(wěn)定下來，就可以將這一個反饋信號的值固定下來。只要解調器115將反饋信號809確定下來，就可以去掉本地振蕩器608中的微小頻率偏移，恢復本地振蕩器信號LO’的頻率，使它跟輸入信號vi(t)的AMPS載波頻率(fc)相同。
現在參考圖9，其中I/Q平面上說明的是本地振蕩器108的直流泄漏給信號造成的失真，以及圖8所示電路對解調器的補償效果。矢量R’(t)表示沒有受到本地振蕩器108的直流泄漏影響的話音調制信號，而矢量RLO則表示本地振蕩器108的直流泄漏。本地振蕩器泄漏矢量RLO在I和Q坐標上的投影分別是VIlo和VQlo。調制矢量在I和Q坐標上的投影分別是VI(t)和VQ(t)。矢量RLO使得話音調制矢量R’(t)從原點偏離到了R(t)。
雖然直流偏移矢量RLO的相位是常數，也就是說，在I/Q平面上它的方向不變，但是調制矢量卻繞原點轉了許多圈，因為頻率偏移有明顯的相位調制效應。頻率偏移信號的相位調制是圖5中調頻信號曲線下的積分效果。頻率曲線f(t)在時間上的積分表示相位的變化，以及話音調制矢量繞I/Q平面的原點所做的旋轉。由于這一頻率偏移，矢量R(t)繞I/Q平面的原點繞了許多圈。話音信號的半周期Tvoice/2大約為0.5ms，即500μs，而監(jiān)測音頻單音的TSAT/2則是大約83μs，它要小得多。
然而，本地振蕩器的泄漏卻導致調制矢量R(t)的原點發(fā)生了偏移。因此，由于R(t)從圖2中的原點發(fā)生了偏移，直流偏移矢量RLO使調制矢量R(t)發(fā)生的偏移改變了調制電壓VI(t)和VQ(t)。電壓VI(t)和VQ(t)不再是簡單的R(t)cosθ和R(t)sinθ。調制矢量R(t)跟直流偏移矢量RLO一起形成調制矢量R’(t)，它偏離了原點O，如圖9所示。這導致了話音調制矢量R’(t)中的失真，這一失真由圖8中補償電路800來消除。
前面描述的這一優(yōu)選實施方案是為了讓本領域里的普通技術人員使用這一發(fā)明。對于本領域里的普通技術人員來說，對這些實施方案進行修改而得到其它的實施方案是易如反掌的。例如，雖然在優(yōu)選實施方案里移相器103位于本地振蕩器608和混頻器102之間，本領域的技術人員很容易就會發(fā)現將它放在混頻器102之前的vi(t)信號通道上也是一樣的。無論如何，I信號通道與Q信號通道要有90°移相。因此，本發(fā)明并不局限于這里的具體實施方案，而是包括符合這里的原理和新特征的所有方案。
權利要求
1.正交解調器(115)中補償直流電壓的一種系統，包括接收中心頻率為fc的調制信號的裝置；將調制信號分成第一條通道和第二條通道傳輸的信號的裝置；將第一條通道的調制信號跟本地振蕩器(608)信號混合(101)產生I通道信號的裝置，以及將第二條通道的調制信號跟本地振蕩器(608)信號混合(102)產生Q通道信號的裝置，混頻結果使得I通道信號跟Q通道信號的相位大約相差90°，其中本地振蕩器(608)信號的頻率跟中心頻率fc有一個偏移；利用反饋網絡(800)從混合后的調制信號中消除(115)直流分量的裝置；和對混合后的調制信號解調(115)的裝置。
2.權利要求1中補償直流電壓的系統，其中本地振蕩器(608)的振蕩頻率從調制信號的中心頻率調偏了大約5kHz。
3.權利要求1或2中補償直流電壓的系統，其中調制信號的中心頻率大約是85MHz。
4.權利要求1、2或3中補償直流電壓的系統，其中的反饋網絡(800)是用數字信號處理技術來實現的。
5.權利要求1、2、3或4中補償直流電壓的系統，其中的反饋網絡(800)通過產生直流補償信號來消除直流分量。
6.權利要求5中補償直流電壓的系統，還包括在反饋網絡(800)里固定直流補償信號值的裝置；以及將本地振蕩器(608)信號的頻率設為近似等于調制信號中心頻率的裝置。
7.在通信接收機里消除調制信號直流偏移的一種系統，包括一個輸入的通信信號，其調制信號的中心頻率為fc，輸入的通信信號中還有一個直流偏移分量；一條I信號通道和一條Q信號通道，每一條通道都跟通信信號相連，其中I通道信號跟Q通道信號的相位相差大約90°；一個本地振蕩器(608)，跟I信號通道和Q信號通道相連，用于產生本振信號跟輸入的通信信號混頻，本地振蕩器(608)的振蕩頻率跟調制信號的中心頻率之間有一個偏差；一個補償電路(800)，跟I信號通道和Q信號通道相連，用來從經過混頻以后的輸入通信信號中消除直流偏移分量；一個解調器(115)，跟補償電路(800)相連，用來對混頻后的輸入通信信號解調。
8.權利要求7的系統，其中的補償電路(800)是用數字信號處理技術實現的。
9.權利要求7的系統，其中的補償電路(800)是一個反饋網絡(800)，它通過引入一個直流補償信號來消除直流偏移，這一直流補償信號值可以儲存在反饋網絡(800)中，并讓它跟經過混頻后的輸入通信信號無關。
10.權利要求9的系統，其中的本地振蕩器(608)是可編程的，可以將它的振蕩頻率設置成近似等于調制信號的中心頻率，而儲存起來的直流消除信號值則由反饋網絡(800)提供。
全文摘要
本發(fā)明為AMPS蜂窩移動電話系統中的零中頻調頻正交解調器提供一種直流偏移補償電路(800)。引入一個頻率偏移,以便從調制信號中消除監(jiān)測音頻單音和曼徹斯特碼的調制方法所固有的直流分量。本地振蕩器(608)的工作頻率跟用來將中頻信號下變頻到頻率零的那個頻率略有差別,例如5kHz。利用控制回路產生一個直流偏移信號,從而消除本地振蕩器(608)的泄漏所產生的直流分量。一段時間以后,可以將控制回路凍結,而本地振蕩器(608)的頻率偏移則可以取消。
文檔編號H04L27/14GK1269092SQ99800691
公開日2000年10月4日 申請日期1999年4月26日 優(yōu)先權日1998年5月6日
發(fā)明者R·默辛德拉 申請人:皇家菲利浦電子有限公司