專利名稱：：具有可調(diào)偏置電流的放大器的制作方法
背景技術(shù)：
：Ⅰ．發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明涉及通信。本發(fā)明尤其涉及新潁和改進的具有可調(diào)節(jié)偏置電流的放大器。Ⅱ．現(xiàn)有技術(shù)描述各種設(shè)計制約導致高性能接收機設(shè)計的困難。第一，對許多應(yīng)用要求高性能。可以由有源器件(例如放大器、混頻器等)的線性和接收機的噪聲系數(shù)來描述高性能。第二，對于某些諸如在蜂窩通信系統(tǒng)中的應(yīng)用，由于接收機的便攜式特性，功率損耗是一個重要的依據(jù)。一般，高性能和高效率是矛盾的設(shè)計依據(jù)。有源器件具有下列傳遞函數(shù)y(x)=a1·x+a2·x2+a3·x3+更高階項(1)其中x是輸入信號、y(x)是輸出信號、以及a1、a2和a3是確定有源器件的線性的系數(shù)。為了簡單起見，略去更高階項(例如三階以上的項)。對于理想的有源器件，系數(shù)a2和a3為0.0而輸入信號簡化為定標a1的輸入信號。然而，所有的有源器件都遭受到一些由系數(shù)a2和a3定量的非線性量。系數(shù)a2確定二階非線性量而系數(shù)a3確定三階非線性量。大多數(shù)通信系統(tǒng)是窄帶系統(tǒng)，它們工作在具有預定帶寬和中心頻率的輸入RF信號上。一般，輸入RF信號包括位于整個頻譜的寄生信號。在有源器件內(nèi)的非線性導致寄生信號的互調(diào)(intermodulation)，導致可能落在信號頻帶中的產(chǎn)物(product)。通常通過細心設(shè)計方法可以減少或消除二階非線性(例如由x2項導致的)的作用。二階非線性產(chǎn)生在相加頻率和差頻處的產(chǎn)物。一般，可能產(chǎn)生帶內(nèi)二階產(chǎn)物的寄生信號的位置遠離于信號頻帶，并可以容易地濾除。然而，三階非線性的問題更大。對于三階非線性，寄生信號x=g1·cos(w1t)+g2·cos(w2t)在頻率(2w1-w2)和(2w2-w1)處產(chǎn)生產(chǎn)物。因此，近帶寄生信號(難于把它濾除)可以產(chǎn)生落在帶內(nèi)的三階互調(diào)產(chǎn)物，導致所接收信號的質(zhì)量的降低。為了調(diào)合問題，通過g1·g22和g12·g2來標定三階產(chǎn)物的幅度。因此，每次使接收信號的幅度加倍時使三階產(chǎn)物的幅度增加到8倍。另一方面來看，在輸入RF信號中每增加1dB導致在輸出RF信號中增加1dB，但是在三階產(chǎn)物中增加3dB?？梢酝ㄟ^涉及輸入的三階互調(diào)點(IIP3)來給出接收機(或有源器件)的線性度特征。一般，把輸出RF信號和三階互調(diào)產(chǎn)物相對于輸入RF信號進行繪圖。當增加輸入RF信號時，IIP3是一個理論點，在那里所要求的輸出RF信號和三階產(chǎn)物變成幅度相等。IIP3是一個外推值，因為在到達IIP3點之前有源器件進入壓縮。對于包括多個級聯(lián)有源器件的接收機，從有源器件的第一級到第n級的接收機IIP3可以計算如下IIP3n=-10·log10[10-IIP3n-1/10+10(Avn-IIP3dn)/10]]]>其中IIP3n從有源器件的第一級到第n級的涉及輸入的三階互調(diào)點，IIP3n-1是從第一級到第(n-1)級的涉及輸入的三階互調(diào)點，Avn是第n級的增益，IIP3dn是第n級的涉及輸入的三階互調(diào)點，以分貝(dB)給出所有的項?？梢詫τ谠诮邮諜C中后面的各級按順序進行在等式(2)中的計算。從等式(2)可看到，一種改進接收機的級聯(lián)IIP3的方法是降低第一非線性有源器件前面的增益。然而，每個有源器件還產(chǎn)生降低信號質(zhì)量的熱噪聲。由于使噪聲電平保持在恒定的電平，所以當增益降低時增加了質(zhì)量的降低而且使信號幅度降低?？梢酝ㄟ^有源器件的噪聲系數(shù)(NF)來測量質(zhì)量降低量，給出如下NFd=SNRin-SNRout(3)其中NFd是有源器件的噪聲系數(shù)，是到有源器件的輸入RF信號的信-噪比，是來自有源器件的輸出RF信號的信-噪比，以及以分貝(dB)給出NFd、SNRin和SNRout。對于包括多個級聯(lián)有源器件的接收機，從有源器件的第一級到第n級的接收機噪聲系數(shù)可以計算如下NFn=10·log10[10(NFn-1/10)+10(NFdn/10)-110(Gn-1/10)]]]>其中NFn是從第一級到第n級的噪聲系數(shù)，NFn-1是從第一級到第(n-1)級的噪聲系數(shù)，NFdn是第n級的噪聲系數(shù)，Gn-1是第一級到第(n-1)級以分貝表示的積累增益。如等式(4)所示，有源器件的增益可能影響后面級的噪聲系數(shù)。相似于等式(2)中的計算，可以對接收機的后面的級按順序進行在等式(4)中的噪聲系數(shù)計算。諸如蜂窩通信系統(tǒng)和高分辨率電視(HDTV)之類的許多通信應(yīng)用使用接收機。示例的蜂窩通信系統(tǒng)包括碼分多址通信系統(tǒng)(CDMA)、時分多址通信系統(tǒng)(TDMA)、和模擬FM(調(diào)頻)通信系統(tǒng)。在題為“使用衛(wèi)星或地面中繼器的擴頻多址通信系統(tǒng)”的美國專利第4,901,307號和題為“在CDMA蜂窩電話系統(tǒng)中產(chǎn)生波形的系統(tǒng)和方法”的美國專利第5,103,459號中揭示了在多址通信系統(tǒng)中CDMA技術(shù)的應(yīng)用，兩個專利都轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并引用于此作為參考。在三個都題為“自適應(yīng)塊尺寸圖象壓縮方法和系統(tǒng)”的美國專利第5,452,104號、美國專利第5,107,345號和美國專利第5,021,891號、以及題為“幀間視頻編碼和解碼系統(tǒng)”的美國專利第5,576,767號中揭示了示例的HDTV系統(tǒng)，所有四個專利都轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并引用于此作為參考。在蜂窩應(yīng)用中，在相同的地理覆蓋區(qū)域中有一個以上的通信系統(tǒng)在工作是很普通的。此外，這些系統(tǒng)可以工作于相同的頻帶或接近的頻帶。當發(fā)生這些情況時，來自一個系統(tǒng)的傳輸可能導致另一個系統(tǒng)所接收到的信號的質(zhì)量降低。CDMA是擴頻通信系統(tǒng)，它在整個1.2288MHz信號帶寬上擴展到每個用戶的發(fā)射功率。可以使基于FM的傳輸?shù)念l譜響應(yīng)更集中在中心頻率處。因此，基于FM的傳輸可能導致人為干擾出現(xiàn)在所定的CDMA頻帶內(nèi)并極接近所接收到的CDMA信號。此外，人為干擾的幅度可能比CDMA信號的幅度大許多倍。這些人為干擾可能導致可以降低CDMA系統(tǒng)的性能的三階互調(diào)產(chǎn)物。一般，為了使由于人為干擾引起的互調(diào)產(chǎn)物導致的質(zhì)量降低最小，設(shè)計接收機使之具有高IIP3。然而，高IIP3接收機的設(shè)計要求在接收機內(nèi)的有源器件用高直流電流作為偏置，從而消耗大量的功率。對于蜂窩應(yīng)用特別不希望這種設(shè)計方法，因為蜂窩應(yīng)用中接收機是便攜式單元而且對功率有限制。在現(xiàn)有技術(shù)中已經(jīng)使用著手于高IIP3需求的幾種技術(shù)。這種技術(shù)之一(該技術(shù)還試圖使功率消耗最小)是用多個并聯(lián)連接的放大器來實施增益級，并當需要較高IIP3時選擇性地啟動放大器。在＿提出的，題為“具有高效率和高線性的雙模式放大器”的美國專利申請串號＿中詳細地揭示了該技術(shù)，已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并引用于此作為參考。另外的技術(shù)是測量所接收到的RF信號功率，并根據(jù)RF信號功率調(diào)節(jié)放大器的增益。在1996年9月30日提出的，題為“用于增加接收機功率對干擾的抗擾度的方法和裝置”的美國專利申請串號08/723,491中詳細地揭示了該技術(shù)，已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并引用于此作為參考。這些技術(shù)改進了IIP3性能，但是沒有有效地降低功率消耗，也沒有減小電路的復雜性。在圖1中示出現(xiàn)有技術(shù)接收機結(jié)構(gòu)的示例方框圖。在接收機1100內(nèi)，通過天線1112接收所發(fā)射的RF信號，按規(guī)定線路通過雙工器1114，并提供給低噪聲放大器(LNA)1116。LNA1116幅度RF信號并把信號提供給帶通濾波器1118。帶通濾波器1118對信號濾波以除去某些寄生信號，這些寄生信號可能在后面的級中導致互調(diào)產(chǎn)物。把經(jīng)濾波的信號提供給混頻器1120，它用來自本地振蕩器1122的正弦波使信號下變頻到中頻(IF)。把中頻信號提供給帶通濾波器1124，該濾波器在后面的下變頻級之前濾除寄生信號和下變頻產(chǎn)物。把經(jīng)濾波的IF信號提供給自動增益控制(AGC)放大器1126，該放大器以可變的增益放大信號以按所要求的幅度提供IF信號。來自AGC控制電路1128的控制信號控制增益。把IF信號提供給解調(diào)器1130，該解調(diào)器根據(jù)在發(fā)射機處使用的調(diào)制格式對信號進行解調(diào)。對于諸如二進制相移鍵控(BPSK)、正交相移鍵控(QPSK)、偏移正交相移鍵控(OQPSK)和正交幅度調(diào)制(QAM)之類的數(shù)字傳輸，使用數(shù)字解調(diào)器以提供數(shù)字化的基帶數(shù)據(jù)。對于FM傳輸，使用FM解調(diào)器以提供模擬信號。接收機1100包括大多數(shù)接收機所需要的基本功能。然而，可以重新安排放大器1116和1126、帶通濾波器1118和1124以及混頻器1120的位置，使特定應(yīng)用的接收機性能最佳。在這種接收機結(jié)構(gòu)中，通過以高直流偏置電流提供有源器件的偏置和/或通過控制放大器1126的增益來提供高IIP3。這種接收機結(jié)構(gòu)具有幾個缺點。第一，一般以高直流電流提供有源器件的偏置以提供最高的所要求IIP3。這樣，即使在大多數(shù)時間中不需要高IIP3，也具有使接收機1100在任何時間都在高IIP3工作點處工作的效果。第二，如在上述美國專利第5,099,204號中所揭示，通過調(diào)節(jié)AGC放大器1126的增益可以提高高IIP3。然而，降低放大器1126的增益可能降低接收機1100的噪聲系數(shù)。發(fā)明概述本發(fā)明是一個新潁和改進的具有可調(diào)節(jié)的電流源的放大器，電流源可以受到控制，以較低的電流消耗來提供必需的性能水平。本發(fā)明的放大器特別適用于移動通信裝置。在本發(fā)明中，首先使用現(xiàn)有技術(shù)中許多可得到的和眾知的設(shè)計中的一種設(shè)計來設(shè)計放大器。一種典型的放大器設(shè)計是共發(fā)射極放大器，其中可以由電流源提供偏置(或集電極)電流。偏置電流確定放大器的性能，諸如線性和噪聲性能。一般，通過涉及輸入的三階互調(diào)點(或IIP3)測量線性，并通過噪聲系數(shù)(或NF)測量噪聲性能。通常，通過對放大器提供較大電流的偏置可以提高線性。然而，在許多通信裝置中，特別對于移動應(yīng)用，電能是很寶貴的。因此，本發(fā)明放大器的偏置電流是可調(diào)節(jié)的，以在降低功耗的同時提供必需的性能水平。把本發(fā)明的電流源設(shè)計成具有最小的元件數(shù)并便于對接到控制電路上。在典型的實施例中，電流源包括至少一個金屬氧化物半導體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)安排成串聯(lián)或并聯(lián)，或兩者的布局技術(shù)。MOSFET要求無(NO)偏置電流并可以選擇以接收標準數(shù)字控制信號。然而，也可以使用其它的有源器件(諸如BJT、JEFT等)作為電流源，并且也在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。此外，為了便于對接，可以根據(jù)控制信號的邏輯(例如，正或負)選擇有源器件(例如，n-溝道或p-溝道MOSFET)。在本發(fā)明的一個實施例中，把電流源設(shè)計成具有分立步長的多級(例如，MOSFET如同通或斷開關(guān)那樣工作)。該實施例的結(jié)果是設(shè)計簡單，這種設(shè)計可能對于某些應(yīng)用是次優(yōu)的。在本發(fā)明的另一個實施例中，把電流源設(shè)計成具有連續(xù)的調(diào)節(jié)或基本上連續(xù)的調(diào)節(jié)。在使用之前先對電流源進行校準可以得到較小的增量調(diào)節(jié)步長，例如，給出輸出電流對于電流源的輸入控制電壓的特征。另一方面，可以設(shè)計一個控制環(huán)路，以根據(jù)測量得的和所要求的放大器性能來調(diào)節(jié)電流源。附圖簡述從下面陳述的詳細說明連同附圖，本發(fā)明的特征、目的和優(yōu)點將變得更為明了，在所有的附圖中，相同的參考字符所標識的元件相同，其中圖1是現(xiàn)有技術(shù)的典型接收機的方框圖；圖2是本發(fā)明的典型可編程線性接收機的方框圖3是本發(fā)明的典型可編程線性雙頻帶接收機的方框圖；圖4是在本發(fā)明的接收機中使用的典型QPSK解調(diào)器的方框圖；圖5A-4B分別是低噪聲放大器(LNA)和電流源的典型分立設(shè)計的線路圖，它們分別用于本發(fā)明的接收機中；圖6A-6B分別是IIP3性能隨用于LNA中的晶體管的偏置電流的變化圖以及LNA的性能曲線圖；圖7A-7B分別是IS-98-A定義的CDMA信號的雙音和單音人為干擾規(guī)格的圖；圖8A-8B分別是對于上升和下降的CDMA輸入功率的AGC控制范圍的圖；圖9是本發(fā)明的典型IIP3偏置控制機構(gòu)的圖；以及圖10A-10B分別是對于上升和下降的CDMA輸入功率的IIP3偏置控制的圖。圖11A-11B是使用于本發(fā)明的另外的電流源的圖。較佳實施例的詳細說明本發(fā)明的接收機提供系統(tǒng)性能所需要的水平，并通過控制有源器件的直流偏置使功率消耗最小。用下面詳細說明的三個實施例中的一個實施例可以實現(xiàn)本發(fā)明。在第一個實施例中，測量在接收機輸出處的非線性量，并用于設(shè)置在接收機內(nèi)的諸如放大器和混頻器之類的有源器件的IIP3工作點。在第二個實施例中，根據(jù)基于接收機的工作模式的預期所接收到的信號電平來設(shè)置有源器件的IIP3工作點。以及在第三個實施例中，根據(jù)在接收機內(nèi)各級處測量的信號電平設(shè)置有源器件的IIP3工作點。在本發(fā)明中，通過同偏置控制電路一起工作的AGC控制電路提供AGC功能。各級所測量的非線性量來設(shè)置有源器件的IIP3工作點，所述述非線性量與信號的幅度有關(guān)。而信號幅度又和接收機的增益設(shè)置有關(guān)。在本發(fā)明中，以整體的方式來操作AGC和偏置控制，以在規(guī)定的AGC范圍上提供所要求的線性水平，同時使功率消耗最小。Ⅰ．接收機結(jié)構(gòu)在圖2中示出本發(fā)明的示例接收機結(jié)構(gòu)的方框圖。在接收機1200內(nèi)，通過天線1212接收所發(fā)射的RF信號，按規(guī)定路線通過雙工器1214，并提供給衰減器1216。衰減器1216衰減RF信號以提供所要求幅度的信號，并把經(jīng)衰減的信號提供給RF處理器1210。在RF處理器1210內(nèi)，把經(jīng)衰減的信號提供給固定衰減器1222a和低噪聲放大器(LNA)1220a。LNA1220a幅度RF信號并把經(jīng)放大的信號提供給帶通濾波器1226。固定衰減器1222a提供預定的衰減電平并和開關(guān)1224a串聯(lián)。當不需要LNA1220a的增益時，開關(guān)1224a提供圍繞LNA1220a的旁路路由。帶通濾波器1226對信號濾波以除去寄生信號，這些寄生信號可能在后面的信號處理級中導致互調(diào)產(chǎn)物。把經(jīng)濾波的信號提供給固定衰減器1222b和低噪聲放大器(LNA)1220b。LNA1220b放大經(jīng)濾波的信號并把信號提供給RF/IF處理器1248。固定衰減器1222b提供預定的衰減電平并與開關(guān)1224b并聯(lián)連接。當不需要LNA1220b的增益時，開關(guān)1224b提供圍繞LNA1220b的旁路路由。在RF/IF處理器1248內(nèi)，混頻器1230用來自本地振蕩器(L0)1228的正弦波把信號下變頻到中頻(IF)。把中頻信號提供給帶通濾波器1232，該濾波器濾除寄生信號和頻帶外下變頻產(chǎn)物。在較佳實施例中，把經(jīng)濾波的IF信號提供給電壓控制放大器(VGA)1234，該放大器用通過增益控制信號調(diào)節(jié)的可變增益放大信號。根據(jù)系統(tǒng)要求，也可以把放大器1234實施為固定增益放大器，而且這也在本發(fā)明的范圍內(nèi)。把經(jīng)放大的IF信號提供給解調(diào)器1250，該解調(diào)器根據(jù)發(fā)射機(未示出)所使用的調(diào)制格式對信號進行解調(diào)。把RF處理器1210和RF/IF處理器1248集中地稱為前端。在圖4中示出用于正交調(diào)制信號(例如QPSK、OQPSK和QAM)的解調(diào)的示例解調(diào)器1250的方框圖。在示例實施例中，作為子取樣帶通解調(diào)器來實施解調(diào)器1250。把IF信號提供給帶通總和增量模數(shù)轉(zhuǎn)換器(∑△ADC)1410，它用由時鐘(CLK)信號確定的高取樣頻率使信號量化。在1997年12月9日提出和轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人的，題為“總和-增量模數(shù)轉(zhuǎn)換器”的美國專利申請串號08/987,306中詳細地描述了∑ΔADC的示例設(shè)計。在1997年9月12日提出和轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人的，題為“具有總和-增量模數(shù)轉(zhuǎn)換器的接收機”的未定美國專利串號08/928,874中揭示了接收機內(nèi)∑ΔADC的使用，并在此引用作為參考。把經(jīng)量化的信號提供給對信號濾波和十中取一的濾波器1412。把經(jīng)濾波的信號提供給多路復用器1414a和1414b，它們用分別來自本地振蕩器(LO)1420和移相器1418的同相和正交正弦波把信號下變頻到基帶。移相器1418提供用于正交正弦波的90°相移。把基帶I和Q信號分別提供給低通濾波器1416a和1416b，它們對信號濾波以提供I和Q數(shù)據(jù)。在圖2中的基帶數(shù)據(jù)包括在圖4中的I和Q數(shù)據(jù)。在示例實施例中，濾波器1412和/或低通濾波器1416還提供對信號的定標，使解調(diào)器1250能夠提供各種幅度的基帶數(shù)據(jù)。可以設(shè)計解調(diào)器1250的其它實施來完成QPSK調(diào)制波形的解調(diào)，而且這也在本發(fā)明的范圍之內(nèi)?；氐綄D2的參考，接收機1200包括大多數(shù)接收機所需要的基本功能。然而，對于特殊應(yīng)用可以重新安排衰減器1216、LNA1220a和1220b、低通濾波器1226和1232以及混頻器1230的布局，使接收機1200的性能最佳。例如，可以把衰減器1216插在LNA1220a和低通濾波器1226之間以改善噪聲系數(shù)性能。此外，可以把低通濾波器插在LNA1220a的前面，以在第一放大級之前除去不希望有的寄生信號?？梢栽O(shè)想這里所示的功能度的不同安排，而且也在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。此外，還可以設(shè)想這里所示的功能度的其它安排結(jié)合本
技術(shù)領(lǐng)域：
中已知的其它接收機功能度，而且也在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。在本發(fā)明中，AGC控制電路1260控制衰減器1216、開關(guān)1224a和1224b以及解調(diào)器1250，致使來自放大器1234的IF信號處于所要求的幅度。下面詳細地說明AGC功能。在示例實施例中，LNA1220a和1220b是固定增益放大器。偏置控制電路1280控制LNA1220a和1220b以及混頻器1230以調(diào)節(jié)這些有源器件的直流偏置電流和/或電壓，致使以最小的功率消耗得到所要求的線性性能。下面詳細地說明可變的IIP3偏置控制機構(gòu)。在包括蜂窩電話和HDTV應(yīng)用的各種應(yīng)用中可以采用本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)。在蜂窩電話中，可以采用接收機1200，用于工作在個人通信系統(tǒng)(PCS)頻帶或蜂窩頻帶的CDMA通信系統(tǒng)中。在圖3中示出支持雙-頻帶(PCS和蜂窩)和雙-模式(CDMA和AMPS)的示例接收機的方框圖。PCS頻帶具有60MHz的帶寬和1900MHz的中心頻率。蜂窩頻帶具有25MHz的帶寬和900MHz的中心頻率。每個頻帶要求唯一的RF帶通濾波器。因此，對于兩個頻帶使用兩個RF處理器。接收機1300包括許多和接收機1200中的元件相同的元件(見圖2)。天線1312、雙工器1314以及衰減器1316和接收機1200中的天線1212、雙工器1214以及衰減器1216相同。把來自衰減器1316的經(jīng)衰減的信號提供給RF處理器1310a和1310b。把RF處理器1310a設(shè)計成工作在蜂窩頻帶而把RF處理器1310b設(shè)計成工作在PCS頻帶。RF處理器1310a和接收機1200中的RF處理器1210相同。RF處理器1310a包括兩級低噪聲放大器(LNA)1320a和1320b，它們和插在兩級之間的帶通濾波器1326級聯(lián)連接。每個LNA1320具有包括固定衰減器1322和開關(guān)1324的平行信號通道。除了把LNA1321a和1321b和帶通濾波器1327設(shè)計成工作在PCS頻帶之外，RF處理器1310b和RF處理器1310a相似。把來自RF處理器1310a和1310b的輸出提供給多路復用器(MUX)1346，該多路復用器根據(jù)來自控制器1370(為了簡單起見在圖3中未示出)的控制信號選擇所要求的信號。把來自多路復用器1346的RF信號提供給RF/IF處理器1348，該處理器和圖2中的RF/IF處理器1248相同。把來自處理器1348的IF信號提供給解調(diào)器(DEMOD)1350，該解調(diào)器根據(jù)在遠處發(fā)射機(未示出)處使用的調(diào)制格式對信號進行解調(diào)。在圖3中的解調(diào)器1350、AGC控制電路1360、偏置控制電路1380以及非線性測量電路1390分別和圖2中的解調(diào)器1250、AGC控制電路1260、偏置控制電路1280以及非線性測量電路1290相同?？刂破?370連接到AGC控制電路1360、偏置控制電路1380和MUX1346，并控制這些電路的工作。微處理器、微控制器或經(jīng)編程的數(shù)字信號處理器可以實施控制器1370以執(zhí)行這里所說明的功能?？刂破?370還包括存儲器存儲元件，用于存儲接收機1300的工作模式和相關(guān)聯(lián)的控制信號。參考圖2，下面詳細地給出蜂窩電話應(yīng)用特別采用的接收機1200的示例設(shè)計。在示例實施例中，衰減器1216具有20dB的衰減范圍，并提供0.2dB到-20dB的衰減。可以用一對二極管或通過場效應(yīng)晶體管(FET)來衰減衰減器1216，在本
技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知它的實施。在示例實施例中，LNA1220a和1220b每個具有13dB的固定增益。LNA1220a和1220b可以是現(xiàn)成的單片RF放大器或使用分立元件設(shè)計的放大器。下面詳細地給出LNA1220的示例分立設(shè)計。在示例實施例中，固定衰減器1222a和1222b提供5dB的衰減并且可以用本
技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知的方式用電阻器來實現(xiàn)。在示例實施例中，帶通濾波器1226是一個聲表面波(SAW)濾波器，它具有25MHz的帶寬，蜂窩頻帶的整個帶寬，而且以約900MHz為中心。在示例實施例中，帶通濾波器1232也是聲表面波濾波器，它具有1.2288MHz的帶寬，一個CDMA系統(tǒng)的帶寬，而且以約116.5MHz為中心?；祛l器1230是一個有源混頻器，它可以是一個諸如MotorolaMC13143之類的現(xiàn)成的混頻器，或其它以本
技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知的方式設(shè)計的有源混頻器。也可以用無源元件來實現(xiàn)混頻器1230，諸如雙-平衡二極管混頻器。放大器1234可以是單片的放大器或用分立元件設(shè)計的放大器。在示例實施例中，把放大器1234設(shè)計成可以提供40dB的增益。在示例實施例中，不包括解調(diào)器1250的接收機1200的總增益范圍是+51dB到-5dB。該增益范圍示例地假定帶通濾波器1226的插入損耗為-3dB，混頻器的增益為+1dB和通濾波器1232的插入損耗為-13dB。對于CDMA應(yīng)用，一般要求80dB的AGC范圍以適合于處理通道損耗、衰減情況和人為干擾。在示例實施例中，衰減器1216、LNA1220a和1220b以及固定衰減器1222a和1222b提供的AGC范圍是56dB。在示例實施例中，解調(diào)器1250和/或放大器1234提供其余24dB的AGC范圍。在解調(diào)器1250內(nèi)(見圖4)，ADC1410對模擬波形進行量化并把經(jīng)量化的值提供給后面的數(shù)字信號處理塊。在示例實施例中，所要求的ADC1410的分辨率是4位。在示例實施例中，另外6位分辨率提供對于尚未濾除的人為干擾的凈空高度(headroom)?？梢园袮DC1410設(shè)計成提供大于10位的分辨率。10位以上的每個附加位可以用來提供6dB的增益控制。幸運地，在高CDMA信號電平處，頻帶外的人為干擾電平不可能繼續(xù)是CDMA信號以上的+72dB。因此，當CDMA信號較強時，人為干擾要求人為干擾凈空高度小于6位的分辨率。在示例實施例中，在解調(diào)器1250中執(zhí)行的AGC功能僅當CDMA信號較強時才是有源的，例如在CDMA控制范圍的高端處。因此，因為強CDMA信號電平的結(jié)果，原來保留著用于人為干擾凈空高度的額外的分辨率位現(xiàn)在用于AGC功能。在上述未定美國專利申請串號08/928,874中揭示了提供接收機1200所需要的性能的子取樣帶通∑ΔADC的設(shè)計。Ⅱ．放大器設(shè)計在圖5A中示出示例分立LNA設(shè)計的線路圖。在LNA1220內(nèi)，把RF輸入提供給交流耦合電容器1512的一端。把電容器1512的另一端連接到電容器1514和電感器1516的一端。電容器1514的另一端連接到模擬地，而電感器1516的另一端連接到電阻器器1518和1520的一端和晶體管1540的基極。電阻器1518的另一端連接到電源Vdc，而電阻器1520的另一端連接到模擬地。旁路電容器1522連接到Vdc和模擬地。在示例實施例中，晶體管1540是在本
技術(shù)領(lǐng)域：
中普遍使用的諸如西門子BFP420之類的低噪聲RF晶體管。晶體管1540的發(fā)射極連接到電感器1542的一端。電感器1542的另一端連接到電流源1542，該電流源也連接到模擬地。晶體管1540的集電極連接到電感器1532、電阻器1534和電容器1536的一端。電感器1532和電阻器1534的另一端連接到Vdc。電容器1536的另一端包括RF輸出。在LNA1220內(nèi)，電容器1512和1536分別提供RF輸入和輸出的交流耦合。電容器1514和電感器1516提供噪聲匹配。電感器1516和1532還分別提供LNA輸入和輸出的匹配。電感器1532還提供發(fā)射極阻抗的負反饋(degeneration)以改善線性。電阻器1518和1520設(shè)置在晶體管1540的基極處的直流偏置電壓。電阻器1534確定LNA1220的增益和輸出阻抗。電流源1580控制晶體管1540的偏置電流，該晶體管確定LNA1220的IIP3。在圖5B中示出示例電流源1580的線路圖。把n-溝道MOSFET1582和1584的源極連接到模擬地。把MOSFET1584的漏極連接到電阻器1586的一端。電阻器1586的另一端連接到MOSFET1582的漏極，并包括電流源1580的輸出?？缭诫娏髟?580的輸出和模擬地連接旁路電容器1588。MOSFET1582的柵極連接到Vbias1，而MOSFET1584的柵極連接到Vbias2。MOSFET1582和1584提供晶體管1540的集電極偏置電流Icc，又確定LNA1220的IIP3工作點。把MOSFET1582和1584的柵極連接到控制電壓Vbias1和Vbias2。當Vbias1是低電平時(例如OV)使MOSFET1582截止，并不向晶體管1540提供集電極偏置電流。當Vbias1是高電平時(例如接近Vdc)使MOSFET1582導通，并向晶體管1540提供最大的集電極偏置電流。因此，Vbias1確定MOSFET1582提供的集電極偏置電流量。相似地，Vbias2確定MOSFET1584提供的集電極偏置電流量。然而，晶體管1540的基極電壓和電阻器1586的值限制了MOSFET1584提供的最大集電極偏置電流。在圖6A中示出LNA1220的IIP3性能相對于集電極偏置電流Icc的圖。注意，集電極偏置電流每增加八度(octave)(或加倍)，IIP3約增加6dB。在圖6B中示出晶體管1540的集電極偏置電流、LNA1220的增益以及LNA1220的IIP3相對于控制電壓Vbias1的圖。注意，增益近似于不變(例如對于所有的Vbias1電壓增益變化約1dB)。還有，注意IIP3與集電極偏置電流Icc以相似的方式變化。因此，如果不需要高IIP3，則可以降低集電極偏置電流而對LNA1220的增益的影響最小。圖5A和5B分別示出LNA1220和電流源1580的示例設(shè)計。可以使用其它布局技術(shù)來設(shè)計LNA1220以提供必需的性能(例如較高的增益、改善的噪聲系數(shù)、較佳的匹配)?？梢杂弥T如雙極-結(jié)型晶體管(BJT)、異結(jié)-雙極晶體管(HBT)、金屬-氧化物-半導體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)、砷化鎵場效應(yīng)晶體管(GaAsFET)或其它有源器件之類的其它有源器件來設(shè)計LNA1220。也可以用
技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知的方式來實施LNA1220。相似地，可以用
技術(shù)領(lǐng)域：
中其它方式來實施電流源1580。LNA1220和電流源1580的各種實施在本發(fā)明的范圍內(nèi)。Ⅲ．可變IIP3偏置控制如上所述，通過非線性器件的寄生信號可以產(chǎn)生頻帶內(nèi)互調(diào)產(chǎn)物。對線性有要求的一種應(yīng)用是CDMA通信系統(tǒng)，它的位置和諸如高級移動電話系統(tǒng)(AMPS)之類的其它蜂窩電話系統(tǒng)在一起。其它蜂窩電話系統(tǒng)可以在接近CDMA系統(tǒng)的工作頻帶處以高功率發(fā)射寄生信號(或人為干擾)，從而在CDMA接收機上需要高IIP3的要求。在“TIA/EIA/IS-98-A互調(diào)寄生響應(yīng)衰減”(此后稱之為IS-98-A)中通過兩種規(guī)格，雙音測試和單音測試，來確定用于CDMA系統(tǒng)的寄生信號抑制要求。在圖7A中示出雙音測試。使雙音位于離CDMA波形的中心頻率為f1=+900KHz和f2=+1700KHz處。雙音的幅度相等并且比CDMA信號的幅度大58dB。該測試模擬在鄰近信道上發(fā)射FM調(diào)制信號，諸如來自AMPS系統(tǒng)的信號。FM調(diào)制信號包含在載波中的大量功率，而在CDMA波形中的功率在1.2288MHz頻帶上擴散。CDMA信號更不受信道條件的影響，并通過功率控制環(huán)路使它保持在低功率電平。事實上，使CDMA信號保持在性能水平必需的最小功率電平處，以降低干擾和增加容量。在圖7B中示出單音測試。使單音位于離CDMA波形的中心頻率為f1=+900KHz處，并且具有比CDMA信號的幅度大72dB的幅度。根據(jù)IS-98-A，在CDMA輸入功率電平為-101dBm、-90dBm和-79dBm處規(guī)定接收機的線性。對于雙音測試，分別對于輸入功率電平為-101dBm、-90dBm和-79dBm，人為干擾在-43dBm、-32dBm和-21dBm(+58dBc)處，而且頻帶內(nèi)互調(diào)產(chǎn)物的等效信號在-104dBm、-93dBm和-82dBm處。如圖7A所示，在f1=+900KHz和f2=+1700KHz處的寄生音(或人為干擾)產(chǎn)生在(2f1-f2錯誤！鏈接無效。=+100KHz和(2f2-f1錯誤！鏈接無效。=+2500KHz處的三階互調(diào)產(chǎn)物?？梢苑奖愕赝ㄟ^后面的帶通濾波器1226和1232(見圖2)濾除在+2500KHz處的產(chǎn)物。然而，在+100KHz處的產(chǎn)物落在CDMA波形內(nèi)并降低CDMA信號的質(zhì)量。為了使接收機1200的性能中的質(zhì)量降低為最小，根據(jù)在所接收到的信號中的非線性量來調(diào)節(jié)接收機1200內(nèi)的有源器件的IIP3。把接收機1200設(shè)計成符合雙音互調(diào)規(guī)格。然而，實際上，僅在接收機1200的一部分工作時間中出現(xiàn)人為干擾。此外，人為干擾的幅度難得到達所規(guī)定的+58dB。因此，根據(jù)最壞情況的人為干擾來進行設(shè)計和使接收機200在最壞情況人為干擾中的高IIP3模式中工作是對電池功率的浪費。在本發(fā)明中，根據(jù)在來自接收機1200的輸出信號中所測量到的的非線性調(diào)節(jié)有源器件(特別是LNA1220b和混頻器1230)的IIP3。在示例實施例中，通過RSSI斜率方法測量非線性。在1992年4月21日發(fā)布的題為“高動態(tài)范圍閉環(huán)自動增益控制電路”的美國專利第5,107,225號中詳細地說明RSSI斜率的測量，該專利已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人并在此引用作為參考。參考圖2，帶通濾波器1232具有1.2288MHz的帶寬并抑制大多數(shù)人為干擾和頻帶外互調(diào)產(chǎn)物。不能夠抑制落在頻帶內(nèi)的互調(diào)產(chǎn)物，并增加到CDMA的波形上。把來自放大器1234的IF信號提供給解調(diào)器1250，該解調(diào)器處理IF信號并提供包括I和Q數(shù)據(jù)的數(shù)字化的基帶數(shù)據(jù)。把基帶數(shù)據(jù)提供給非線性測量電路1290。在示例實施例中，非線性測量電路1290根據(jù)下列等式計算信號功率P=(I2+Q2)(5)其中P是基帶信號的功率，而I和Q分別是I和Q信號的幅度。把功率測量值提供給偏置控制電路1280。功率測量值包括所要求的基帶I和Q信號的功率以及互調(diào)產(chǎn)物的功率。如上所述，對于二階非線性，輸入信號電平每增加1dB，互調(diào)產(chǎn)物增加2dB。對于三階非線性，輸入信號電平每增加1dB，互調(diào)產(chǎn)物增加3dB。因此，通過RSSI斜率的測量值可以估計互調(diào)量，把所述RSSI斜率測量值定義為輸出信號電平的變化相對于輸入信號電平的變化的關(guān)系?？梢栽陬A定的增量(例如0.5dB)處設(shè)置輸入信號電平的變化。對于工作在線性范圍中的接收機1200，輸入信號電平增加0.5dB相應(yīng)于輸出信號電平增加0.5dB以及RSSI斜率為1.0。然而當一個或多個有源器件跳變到非線性工作區(qū)域中時，RSSI斜率增加。較高的RSSI斜率相應(yīng)于較大的非線性電平。0.3的RSSI斜率相應(yīng)于工作在完全壓縮(例如當輸入增加時所要求的輸出電平?jīng)]有增加)中的接收機1200，而且輸出受三階互調(diào)產(chǎn)物控制。在本發(fā)明中，可以將RSSI斜率和預定的RSSI門限值比較。如果RSSI斜率超過門限值，則特定有源器件的IIP3增加。另一方面，如果RSSI斜率低于RSSI門限值，則IIP3減少。根據(jù)所要求的誤碼率(BER)或幀出錯率(FER)性能在接收機1200的工作期間可以調(diào)節(jié)RSSI門限值。較高的RSSI門限值允許在增加IIP3之前的較高電平的互調(diào)產(chǎn)物，從而在犧牲BER或FER性能時使功率消耗最小。還可以通過控制環(huán)路來調(diào)節(jié)RSSI門限值，該控制環(huán)路對所要求的性能電平(例如1％FER)設(shè)置門限值。在示例實施例中，選擇RSSI斜率為1.2。然而，使用其它的RSSI門限值也在本發(fā)明的范圍內(nèi)。在本發(fā)明中，并不苛求要直接測量人為干擾的幅度。更重要的是要測量在所要求的信號上用互調(diào)產(chǎn)物的較高電平表示的不需要的人為干擾的影響。RSSI斜率是測量非線性電平的一種方法。對于在輸入信號幅度中的增量變化，還可以通過計算輸出信號的每碼片能量-對-噪聲-比(Ec/Io)的變化來測量非線性電平。當接收機1200在壓縮中時，互調(diào)產(chǎn)物增加一個3比1的因子，而且輸出信號受三階互調(diào)產(chǎn)物的控制。用RSSI斜率方法，可以通過Ec/Io的變化對于輸入信號電平變化的關(guān)系來估計非線性電平?？梢栽O(shè)想測量非線性電平的其它方法，而且也在本發(fā)明的范圍內(nèi)。在示例實施例中，根據(jù)每個有源器件所遭受的非線性量(例如通過RSSI斜率的測量)來調(diào)節(jié)有源器件的IIP3，以使性能最高。LNA1220a和1220b提供固定的增益。因此，混頻器1230經(jīng)受最大的信號電平，LNA1220b經(jīng)受次最大的信號電平，而LNA1220a經(jīng)受最小的信號電平(假定LNA1220a的增益大于帶通濾波器1226的插入損耗)。根據(jù)這些假設(shè)，如果檢測到人為干擾(例如通過高RSSI斜率測量)，則首先增加混頻器1230的IIP3工作點。一旦充分地調(diào)節(jié)了混頻器1230的IIP3(例如到最高的IIP3工作點)，則增加了LNA1220b的IIP3。最后，一旦充分地調(diào)節(jié)了LNA1220b的IIP3，則可以增加LNA1220a的IIP3。在示例實施例中，使LNA1220a保持在預定的IIP3工作點處，以使接收機1200的性能最佳。在互補的方式中，如果沒有檢測到人為干擾，則首先降低LNA1220b的IIP3。一旦充分地調(diào)節(jié)了LNA1220b的IIP3(例如到最低的IIP3工作點)，則降低混頻器1230的IIP3?？梢栽谶B續(xù)的方式(例如通過提供連續(xù)的Vbias1h和Vbias2控制電壓)中或在分立的步驟中調(diào)節(jié)LNA1220b和混頻器1230的IIP3。本發(fā)明針對用于控制有源器件的IIP3的連續(xù)、分立步驟、或其它方法的應(yīng)用。上述IIP3的調(diào)節(jié)次序假設(shè)僅考慮IIP3。然而，不同的應(yīng)用可能經(jīng)受不同的輸入條件，并具有不同的性能要求?？梢灾匦掳才臝IP3的調(diào)節(jié)次序以符合這些要求。此外，可以從上述的反方向進行IIP3調(diào)節(jié)(例如對于增加輸入電平降低IIP3)，對于特定的工作條件使接收機1200的性能最佳。IIP3調(diào)節(jié)的不同次序和IIP3調(diào)節(jié)的不同方向都在本發(fā)明的范圍內(nèi)。Ⅳ．增益控制把大多數(shù)接收機設(shè)計成能適應(yīng)寬范圍的輸入信號電平。對于CDMA接收機，所要求的AGC范圍一般是80dB。在本發(fā)明的示例實施例(見圖2)中，通過衰減器1216、LNA1220a和1220b、固定衰減器1222a和1222b、解調(diào)器1250、或許是放大器1234提供AGC范圍。在示例實施例中，衰減器1216提供20dB的AGC范圍；固定衰減器1222a和1222b每個提供5dB的AGC范圍；LNA1220a和1220b每個提供13dB的AGC范圍；而放大器1234和/或解調(diào)器1250提供24dB的AGC范圍?？梢哉{(diào)節(jié)這些部件中的一個或更多個的AGC范圍，而且在本發(fā)明的范圍內(nèi)。此外，可以把放大器1234設(shè)計成提供AGC范圍，以補充其它部件的AGC范圍。例如，每個固定衰減器1222的AGC范圍可以降低2dB，而放大器1234可以設(shè)計成具有6dB的AGC范圍。在示例實施例中，解調(diào)器1250提供AGC范圍的第一個2dB。解調(diào)器1250包括帶通子取樣∑ΔADC1410，該帶通子取樣提供可以用于AGC控制的分辨率的附加位。衰減器1216和/或放大器1234提供下一個20dB的AGC范圍。LNA1220a和固定衰減器1222a提供下一個18dB的AGC范圍。LNA1220b和固定衰減器1222b提供下一個18dB的AGC范圍。而放大器1234和/或解調(diào)器1250提供余下的22dB的AGC范圍。在圖8A中示出說明本發(fā)明的接收機1200的AGC控制操作的示例圖，用于升高CDMA輸入信號功率。在該例子中，為了簡單起見，把放大器1234作為固定增益放大器來實施。CDMA功率電平的范圍可以從-104dBm到-24dBm。從-104dBm到-102dBm，使LNA1220a和1220b導通，開關(guān)1224a和1224b斷開，并由解調(diào)器1250提供AGC。從-102dBm到-85dBm，由衰減器1216提供AGC。從-84dBm到-62dBm，LNA1220a截止，開關(guān)1224a接通，LNA1220b保持導通，開關(guān)1224b保持斷開，并由衰減器1216提供AGC。從-63dBm到-46dBm，LNA1220a和1220b截止，開關(guān)1224a和1224b接通，并由衰減器1216提供AGC。最后，在-46dBm以上，使衰減器1216完全衰減，到解調(diào)器1250的IF信號電平隨輸入RF信號電平每dB每dB地增加，并通過解調(diào)器1250在ADC1410之后提供AGC。在圖8B中示出說明接收機1200的AGC控制操作的示例圖，用于升高CDMA輸入信號功率。再次，在該例子中，為了簡單起見，把放大器1234作為固定增益放大器來實施。從-24dBm到-46dBm，使LNA1220a和1220b截止，開關(guān)1224a和1224b接通，并通過解調(diào)器1250在ADC1410之后提供AGC。從-46dBm到-66dBm，由衰減器1216提供AGC。從-66dBm和-69dBm，衰減器處于最小衰減狀態(tài)，并由解調(diào)器1250提供AGC。在-70dBm處，LNA1220b導通，而開關(guān)1224b斷開。從-70dBm到-84dBm，由衰減器1216提供AGC。從-84dBm到-90dBm，由解調(diào)器1250提供AGC。在-91dBm處，LNA1220a導通，開關(guān)1224a斷開。從-91dBm到-102dBm，由衰減器1216提供AGC。從-102dBm到-104dBm，由解調(diào)器1250提供AGC。圖8A-8B示出LNA1220a和1220b導通和截止時的輸入RF信號電平。當輸入信號電平超過-85dB時(見圖8A)LNA1220a截止，并且一直到信號電平降低到過去的-91dB時才再次導通。6dB的滯后防止LNA1220a在導通和截止狀態(tài)之間轉(zhuǎn)換。為了同樣的原因，也對LNA1220B提供6dB的滯后。可以使用不同的滯后量以使系統(tǒng)性能最佳，而且也在本發(fā)明的范圍內(nèi)。上述討論說明所要求的AGC控制的示例實施。也可以用具有可調(diào)增益的AGC放大器來實現(xiàn)AGC控制。此外，在圖2中示出的衰減器1216和LNA1220a和1220b的布局僅是滿足CDMA規(guī)格的一種實施。使用這里所述的元件的AGC功能的其它實施，或使用這些元件并結(jié)合本
技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知的其它元件或電路的其它實施都在本發(fā)明的范圍內(nèi)。Ⅴ．根據(jù)所測量到的非線性的接收機設(shè)置在本發(fā)明的第一實施例中，根據(jù)所測量到的由接收機1200產(chǎn)生的非線性電平設(shè)置有源器件的IIP3?？梢酝ㄟ^RSSI斜率或通過Ec/Io測量值估計非線性電平。在圖9中示出示例RSSI斜率測量值實施的定時圖。在示例實施例中，通過以窄脈沖改變衰減器1216的衰減而使輸入RF信號電平變化。把每個脈沖稱為“擺動”(wiggle)。對每個脈沖測量RSSI斜率，并在預定的周期T上對測量值進行平均，以提高RSSI斜率測量值的正確度。在周期T的結(jié)束處，把所測量到的RSSI斜率和RSSI門限值進行比較，并使用其結(jié)果按上述方式調(diào)節(jié)有源器件的IIP3。如在圖9中所示，在T0處的RSSI斜率測量值小于RSSI門限值，表示接收機1200正工作在線性極限內(nèi)。因此，降低LNA1220b的IIP3以節(jié)省功率消耗。相似地，在周期T1、T2和T3結(jié)束處的RSSI斜率測量值小于RSSI門限值，并繼續(xù)降低LNA1220b的IIP3。在周期T4結(jié)束處，RSSI斜率測量值仍小于RSSI門限值，由于已經(jīng)充分地把LNA1220b的IIP3調(diào)節(jié)到最小的IIP3工作點而使混頻器1230的IIP3降低。在周期T5結(jié)束處，所測量到的RSSI斜率大于RSSI門限值，表示互調(diào)產(chǎn)物已經(jīng)增加到不可接受的程度。根據(jù)這個增加混頻器1230的IIP3以改善線性。在示例實施例中，每個脈沖的時間間隔是200微秒，周期T是5微秒，而在一個周期內(nèi)的脈沖數(shù)是9。使用這些值，占空系數(shù)是36％。在較佳實施例中，脈沖占空系數(shù)應(yīng)足夠地低，以致使由于在信號幅度中的周期性擾動而降低的所要求信號的Ec/Io最小。選擇較短時間間隔的脈沖寬度，使對于AGC控制電路1280的擾動最小。一般，AGC控制環(huán)路的速度較慢，不能跟蹤短衰減脈沖引起的信號電平變化。這是特別重要的，因為輸出信號的幅度變化應(yīng)正確地反映輸入信號和互調(diào)產(chǎn)物的幅度變化，而不是AGC控制電路1280引起的變化。然而，短脈沖造成輸出信號功率測量值的正確度較低。本發(fā)明針對對于這里描述的功能使用各種寬度的脈沖和各種占空系數(shù)。把在輸入RF信號電平中的擾動幅度選擇得小一些，以使輸出信號的質(zhì)量降低最小并對整個接收機1200的IIP3的影響最小。在示例實施例中，用于RSSI斜率測量的衰減級是0.5dB?？梢允褂盟p級的其它值，并在本發(fā)明的范圍內(nèi)。在示例實施例中，選擇RSSI門限值為1.2。使用一個RSSI門限值會造成在連續(xù)的各周期T之間觸發(fā)IIP3工作點的結(jié)果。為了防止這個，可以使用兩個RSSI門限值以提供滯后。除非所測量到的RSSI斜率超過第一個RSSI門限值，才使IIP3增加，并且除非所測量到的RSSI斜率低于第二個RSSI門限值，才使IIP3降低。使用多個門限值或多個門限值都在本發(fā)明的范圍內(nèi)。在圖10A中示出用于升高輸入RF功率電平的本發(fā)明的接收機1200的IIP3偏置控制工作圖。輸入RF信號包括CDMA信號和高于CDMA信號+58dBc的雙音人為干擾。當CDMA信號功率在-104dBm和-101dBm之間時，把混頻器1230的IIP3設(shè)置在+10dBm，并把LNA1220a和1220b的IIP3設(shè)置在0dBm。當CDMA信號通過-101dBm時，所測量到的RSSI斜率超過RSSI門限值，使頻器1230的IIP3增加到+15dBm以使非線性電平最小。衰減器1216提供在-104dBm和-84dBm之間的輸入RF信號衰減。在-84dBm處使LNA1220a旁路并使衰減器復位到它的低衰減狀態(tài)。當CDMA信號功率在-83dBm、-79dBm、-75dBm和-71dBm處時，增加LNA的IIP3以使互調(diào)產(chǎn)物最小。在約-64dBm處，使LNA1220b旁路，并且使衰減器1216再次復位到它的低衰減狀態(tài)。在圖10B中示出用于升高輸入RF功率電平的接收機1200的IIP3控制工作圖。再次，輸入RF信號包括CDMA信號和高于CDMA信號+58dBc的雙音人為干擾。開始，當CDMA輸入信號功率在-60dBm處時，使LNA1220a和1220b旁路。當CDMA信號功率降低到-70dBm處時，使LNA1220b導通以提供所需要的增益。在約-76dBm、-80dBm、-84dBm、和-88dBm處，使LNA1220b的IIP3增加以使功率消耗最小。在-90dBm處，衰減器1216到達它的上衰減范圍并使LNA1220a導通。在-100dBm處，由于輸入RF信號電平較小而使混頻器1230的IIP3降低以節(jié)省功率。如上所述，在調(diào)節(jié)混頻器1230和LNA1220a和1220b的IIP3處，由所測量到的RSSI斜率確定輸入RF功率電平。如圖10A和10B所示，RSSI斜率測量值的結(jié)果可能不是把IIP3偏置開關(guān)點線性地隔開。此外，可以用連續(xù)可調(diào)的偏置控制來代替分級的開關(guān)點。Ⅵ．根據(jù)工作模式的接收機設(shè)置在本發(fā)明的第二個實施例中，根據(jù)接收機的工作模式設(shè)置有源器件的IIP3。如上所述，可以在蜂窩電話中使用接收機1300(見圖3)，要求所述蜂窩電話工作在PCS或蜂窩頻帶。每個頻帶可以支持數(shù)字或模擬平臺。每個平臺可以進一步包括許多工作模式。使用各種工作模式來提高性能和節(jié)省電池功率。例如，使用不同的工作模式來支持蜂窩電話的下列特征(1)用于較長等待時間的時隙模式尋呼；(2)用于較長通話時間的穿插發(fā)射機(puncturedtransmitter)；(3)用于雙頻帶電話(PCS和蜂窩)的頻帶選擇；(5)在系統(tǒng)(CDMA、AMPS、GSM等)之間觸發(fā)多個訪問；以及(6)在出現(xiàn)人為干擾時用于電路偏置控制的手段。蜂窩電話的工作模式可以具有不同的性能要求。在示例實施例中，對每個工作模式分配一個唯一的包括N模式位的識別符。模式位確定工作模式的特定的特征。例如，可以使用一個模式位在PCS和蜂窩頻帶之間進行選擇，而使用另一個模式位在數(shù)字(CDMA)或模擬(FM)模式之間進行選擇。把N模式位提供給控制器1370內(nèi)的邏輯電路，該邏輯電路對N模式位解碼到一個包括多達2N控制位的控制總線?？刂瓶偩€通過規(guī)定路線連接到接收機1300內(nèi)需要控制的電路。例如，控制總線可以指揮下列各項(1)設(shè)置RF/IF處理器1348內(nèi)的混頻器IIP3以及RF處理器1310a和1310b內(nèi)的LNA；(2)設(shè)置接收機1300的增益；(3)對接收機1300內(nèi)的其它RF和IF電路設(shè)置直流偏置電壓和/或電流；(4)選擇所需要的信號頻帶；以及(5)把振蕩器設(shè)置到正確的頻率。在表1和2中示出根據(jù)工作模式控制接收機1300的IIP3的示例實施。接收機1300支持雙頻帶(PCS和蜂窩)和雙模式(CDMA和FM)。在示例實施例中，PCS頻帶只支持CDMA傳輸，而蜂窩頻帶支持CDMA和FM兩種傳輸(FM傳輸可以是來自AMPS系統(tǒng)的)。在示例實施例中，使用4個模式位。4個模式位是BAND_SELECT、IDLE/、FM/、和LNA_RANGE位。BANDSELECT位確定工作頻帶，并定義為l=PCS和0=蜂窩。IDLE/位(0=idle)把接收機1300設(shè)置到空閑模式(例如工作在較低的IIP3)而蜂窩電話不工作。FM/位(0=FM)把接收機1300設(shè)置成處理FM信號。以及LNA_RANGE位(1=旁路)設(shè)置接收機1300的增益。當把LNARANGE位設(shè)置成高電平時，指定旁路模式，第一LNA1320a或1321a的Vbias1和Vbias2設(shè)置成低電平，而且使LNA截止。當把BAND_SELECT設(shè)置成0時(蜂窩頻帶)，接收機1300工作在表1列出的蜂窩工作模式之一。表1只列出LNA1320a和1320b的IIP工作點?？梢詫υ赗F/IF處理器1348內(nèi)的有源混頻器的IIP3工作點產(chǎn)生相似的表。當在蜂窩模式中時，使用于LNA1321a和1321b的直流偏置電流截止以節(jié)省電池功率。表1-用于蜂窩工作模式的接收機控制<tablesid="table1"num="001"><table>IDLE/FM/LNA-RANGELNALNALNALNA1320a1320a1320b1320bVbias1Vbias2Vbias1Vbias2工作模式0000110FM接收機0010010FM接收機0101011CDMA時隙0110011CDMA時隙</table></tables>當把BAND_SELECT設(shè)置成1時，電話工作于表2列出的PCS工作模式之一。當在PCS模式中時，使LNA1320a和1320b的偏置電流截止，以節(jié)省電池功率。表2-用于PCS工作模式的接收機控制表1和2列出LNA的IIP3工作點以使功率消耗最小而同時保持所要求的性能。對于需要控制的其它電路可以產(chǎn)生另外的表。例如，可以對于所要求的工作模式根據(jù)所期望的輸入信號電平來產(chǎn)生一個把AGC設(shè)置到正確工作范圍的表?？梢援a(chǎn)生其它的表來設(shè)置直流偏置電壓和電流，這些直流偏置電壓和電流是接收機1300內(nèi)各種電流所需要的。Ⅶ．根據(jù)所接收到的信號電平的接收機設(shè)置在本發(fā)明的第三個實施例中，根據(jù)在接收機內(nèi)各種信號處理級處測量到的信號幅度來設(shè)置有源器件的IIP3。參考圖2，可以把功率檢測器連接到所選擇部件的輸出以測量信號的功率電平。在該接收機設(shè)置方案的第一個實施例中，可以把功率檢測器連接到LNA1220a和1220b和混頻器1230的輸出，以測量來自這些部件的RF信號的功率。然后把功率測量值提供給偏置控制電路1280，該電路使用這些信息對任何工作點超過預定線性度的部件調(diào)節(jié)IIP3工作點。在接收機設(shè)置方案的第二個實施例中，可以把功率檢測器連接到混頻器1230和解調(diào)器1250的輸出，以分別測量來自這些部件的RF信號和基帶信號的功率。也將功率測量值提供給偏置控制電路1280。這兩種測量值之間的功率差表示來自頻帶外信號的功率，可以用它來推導所需要的IIP3性能。偏置控制電路1280以上述方式調(diào)節(jié)部件的工作點，以保持所要求的性能水平?？梢砸员?br>技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知的許多方式來實施功率檢測器，諸如有帶通濾波器跟隨著的二極管檢測器。Ⅷ．用于LNA和放大器的電流源參考圖5B和上述電流源1580的說明產(chǎn)生表3，該表列出控制電壓和電路偏置結(jié)果。表3是用于n-溝道MOSFET1582和1584的因為MOSFET1582和1584是并聯(lián)的，所以可以把電流源1580稱為具有并聯(lián)布局。表3-用于蜂窩工作模式的接收機控制在圖11中示出另一個電流源1581的線路圖。把n-溝道MOSFET1594的源極連接到模擬地。把n-溝道MOSFET1592的源極連接到MOSFET1594的漏極?？缭組OSFET1594的漏極和源極連接電阻器1596。MOSFET1592的漏極包括電流源1581的示出?？缭诫娏髟吹妮敵龊湍M地連接旁路電容器1598。把MOSFET1592的柵極連接到Vbias3，而把MOSFET1594的柵極連接到Vbias4。當MOSFET1592和1594導通時，對LNA1220的晶體管1540提供最大的集電極偏置電流Icc。當MOSFET1592截止時，不管MOSFET1594的狀態(tài)，對晶體管1540提供最小的集電極偏置電流Icc。還把最小集電極偏置電流稱為旁路狀態(tài)，并根據(jù)所使用的MOSFET器件的漏電流可以接近無電流。最后，當MOSFET1592導通但是MOSFET1594截止時，通過電阻器1596的電阻值和晶體管1540的基極電壓來確定晶體管1540的集電極偏置電流Icc。對電流源1581產(chǎn)生truct表4，該表列出控制電壓和電路配置結(jié)果。表4還用于n-溝道MOSFET1592和1594。因為MOSFET1592和1594是串聯(lián)連接的，所以可以把電流源1581稱為具有串聯(lián)布局。表4-用于蜂窩工作模式的接收機控制電流源1581使用與電流源1580的電路布局不同的電路布局，以得到基本上相同的結(jié)果。然而，因為MOSFET1592和MOSFET1594是串聯(lián)連接的，需要附加的電壓跨越MOSFET1592的漏極和MOSFET1594的源極。從表4可以看到，如果在僅有的兩個模式(例如，最大電流或最小電流)中的一個模式中使用LNA1220，則可以省略MOSFET1594(Q5)，并只需要一個控制電壓，即Vbias3。這進一步簡化了電流源1581的設(shè)計。在另一個實施例中，可以省略MOSFET1592(Q4)。分別根據(jù)MOSFET1594是導通還是截止，留下的MOSFET1594和電阻器1596可以提供最大或額定電流。電流源1580和1581提供的優(yōu)點是電路部件最少并易于和控制電路對接。從圖5B和11可以注意到，對于兩個電路布局中的每一個，只需要兩個MOSFET、一個電阻器和一個電容器。此外，可以選擇MOSFET，使它所具有的門限電壓和控制電壓的門限值兼容。例如，可以選擇MOSFET的門限電壓，致使對于晶體管-晶體管邏輯(TTL)、發(fā)射極-耦合-邏輯(ECL)或互補-金屬-氧化物-半導體(CMOS)兼容電壓，MOSFET將會充分地導通和截止。在示例實施例中，把MOSFET的柵極設(shè)置成可以接收數(shù)字控制電壓。表3和4示出每個電流源有三個分立的電流輸出電平(最大、最小和額定)。然而，可以把電流源設(shè)計成連續(xù)的或較小的電流分級。因此，除了只對MOSFET的柵極施加高和低的電壓之外，還可以施加中間的電壓。對于給定的MOSFET，漏極電流是柵極-到-源極電壓的函數(shù)。因此，通過合適的柵極-到-源極電壓的正確的調(diào)節(jié)，可以以較小的分級來調(diào)節(jié)電流源的電流。一般，對于給定的MOSFET設(shè)計，從一個MOSFET到另一個MOSFET的漏極電流對于柵極-到-源極電壓的關(guān)系的變化極大。這種變化使MOSFET的使用在大多數(shù)應(yīng)用中變得不實用，除了諸如導通和截止轉(zhuǎn)換之類的簡單的應(yīng)用。然而，通過應(yīng)用?？毯?或控制機構(gòu)，可以使用MOSFET以連續(xù)(或基本上連續(xù))的方式來控制電流。作為例子，可以對于各種柵極-到-源極電壓測量電流源的電流，并可以存儲該特征待以后使用。在工廠生產(chǎn)階段期間或現(xiàn)場正常工作期間，可以執(zhí)行該特征。另一方面，在正常工作期間可以以較小的增量來調(diào)節(jié)電流源的電流，而且可以測量LNA輸出的非線性并用來調(diào)節(jié)電流源。另一方面，如果在LNA的輸出處的非線性電平在預定門限值之下，則可以調(diào)節(jié)電流源以提供較少的電流?？梢栽O(shè)想各種其它的方法來?？毯?或控制電流源，或允許以連續(xù)或半連續(xù)的方式(例如，具有更多的電流分級)使用，這些都在本發(fā)明的范圍內(nèi)。示出用于n-溝道增強型MOSFET的表3和4?？梢栽O(shè)計不同的表以產(chǎn)生相同的電流輸出組(最大、最小和額定)，用于使用n-溝道耗盡型MOSFET、p-溝道增強型MOSFET、p-溝道耗盡型MOSFET或上述MOSFET類型的任何組合的不同輸入邏輯。在示例實施例中，把FET使用于電流源，因為FET不消耗附加的等待電流或偏置電流，而且特別適用于移動通信裝置。相同的電流流過流過FET和LNA。沒有附加的柵極電流流過FET。然而，也可以使用其它晶體管(諸如J-FET、CMOS、BJT)，并且在本發(fā)明的范圍內(nèi)?？梢园驯景l(fā)明的電流源用于上述的LNA1220或其它放大器。眾知許多放大器設(shè)計并在本
技術(shù)領(lǐng)域：
中使用。把可以用于本發(fā)明的放大器設(shè)計列出全面的清單是不現(xiàn)實的。然而，可以使用其它的放大器設(shè)計，并在本發(fā)明的范圍內(nèi)。提供較佳實施例的上述說明，使任何熟悉本
技術(shù)領(lǐng)域：
的人員可以制造或使用本發(fā)明。熟悉本領(lǐng)域技術(shù)的人員將不費力地明了這些實施例的各種修改，可以把這里所定義的一般原理應(yīng)用到其它的實施例而不需要用發(fā)明創(chuàng)造。因此，不打算把本發(fā)明限于這里所示出的實施例，而是和這里所揭示的原理和新潁特征符合的最寬廣的范圍相一致。權(quán)利要求1．一種放大器電路，其特征在于，它包含放大器，用于接收輸入信號和提供輸出信號；連接到放大器的可變電流源，用于接收至少一個控制信號并根據(jù)所述至少一個控制信號向所述放大器提供一偏置電流；以及根據(jù)所要求的放大器性能調(diào)節(jié)偏置電流。2．如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所要求的性能是基于所述放大器的線性特征的。3．如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所要求的性能是基于所述放大器的噪聲性能的。4．如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述可變電流源是串聯(lián)布局。5．如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述可變電流源是并聯(lián)布局。6．如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述可變電流源包含第一有源器件，用于接收第一控制信號，并根據(jù)所述第一控制信號提供所述偏置電流。7．如權(quán)利要求6所述的電路，其特征在于，所述可變電流源還包含與所述第一有源器件串聯(lián)連接的第二有源器件，所述第二有源器件接收第二控制信號；以及根據(jù)第一和第二控制信號提供所述偏置電流。8．如權(quán)利要求7所述的電路，其特征在于，所述可變電流源還包含與所述第一有源器件串聯(lián)連接的電阻器。9．如權(quán)利要求6所述的電路，其特征在于，所述可變電流源還包含與所述第一有源器件并聯(lián)連接的第二有源器件，所述第二有源器件接收第二控制信號；以及根據(jù)第一和第二控制信號提供所述偏置電流。10．如權(quán)利要求9所述的電路，其特征在于，所述可變電流源還包含與所述第二有源器件串聯(lián)連接的電阻器。11．如權(quán)利要求6所述的電路，其特征在于，所述可變電流源還包含連接到所述可變電流源輸出和地的旁路電容器。12．如權(quán)利要1所述的電路，其特征在于，所述可變電流源包含至少一個有源器件。13．如權(quán)利要12所述的電路，其特征在于，所述至少一個有源器件是雙極一結(jié)型一晶體管。14．如權(quán)利要12所述的電路，其特征在于，所述至少一個有源器件是場效應(yīng)晶體管。15．如權(quán)利要12所述的電路，其特征在于，所述至少一個有源器件是金屬-氧化物-半導體-場效應(yīng)晶體管(MOSFET)。16．如權(quán)利要15所述的電路，其特征在于，所述至少一個有源器件是n-溝道MOSFET。17．如權(quán)利要16所述的電路，其特征在于，所述至少一個有源器件是p-溝道MOSFET。18．如權(quán)利要1所述的電路，其特征在于，所述可變電流源是以分立步長而分級調(diào)節(jié)的。19．如權(quán)利要1所述的電路，其特征在于，所述可變電流源是以基本連續(xù)的方式調(diào)節(jié)的。20．如權(quán)利要1所述的電路，其特征在于，在使用之前校準所述可變電流源。21．如權(quán)利要1所述的電路，其特征在于，根據(jù)所述放大器測得性能和所要求的性能，周期性地調(diào)節(jié)所述可變電流源。22．一種提供所要求的性能水平的裝置，其特征在于，它包含放大器裝置，用于接收輸入信號和提供輸出信號；連接到放大器手段的電流裝置，用于接收至少一個控制信號，并根據(jù)所述至少一個控制信號，向所述放大器裝置提供偏置電流；以及根據(jù)所要求的放大器裝置的性能調(diào)節(jié)所述偏置電流。23．如權(quán)利要22所述的裝置，其特征在于，所述源裝置是以分立步長而分級調(diào)節(jié)的。24．如權(quán)利要22所述的裝置，其特征在于，所述源裝置是以基本連續(xù)的方式調(diào)節(jié)的。25．一種提供所要求的性能水平的方法，其特征在于，它包含下列步驟放大輸入信號并提供輸出信號；根據(jù)所述輸出信號所要求的性能水平調(diào)節(jié)偏置電流。26．如權(quán)利要25所述的方法，其特征在于，所述調(diào)節(jié)步驟是以分立步長而分級執(zhí)行的。27．如權(quán)利要25所述的方法，其特征在于，所述調(diào)節(jié)步驟是以基本連續(xù)的方式執(zhí)行的。全文摘要一種具有可調(diào)節(jié)電流源(1580)的放大器(1220、1220a、1220b),可以控制所述電流源以在降低電流消耗的情況下提供所需要的性能水平。首先使用可得到的并在
技術(shù)領(lǐng)域：
中眾知的許多設(shè)計中的一種設(shè)計來設(shè)計放大器。然后設(shè)計電流源,把可調(diào)節(jié)偏置電流提供給放大器。可以用MOSFET(1582、1584)設(shè)計電流源(1580),所述MOSFET不需要附加的偏置電流并可以接收標準數(shù)字控制信號。也可以用有源器件設(shè)計電流源(1580),為了便于對接,根據(jù)控制信號邏輯來選擇所述有源器件。偏置電流確定放大器的線性和噪聲性能。調(diào)節(jié)偏置電流以提供所需要的性能水平,同時降低功率消耗?？梢栽O(shè)計電流源使之以分立的分級工作或具有基本連續(xù)的電流分級。文檔編號H04B1/16GK1299531SQ99805827公開日2001年6月13日申請日期1999年3月4日優(yōu)先權(quán)日1998年3月4日發(fā)明者S·C·奇卡雷利,R·E·考夫曼,P·E·彼得澤爾申請人:夸爾柯姆股份有限公司