專利名稱：降低導(dǎo)頻的多徑碼分多址接收機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)字通信。更具體地講，本發(fā)明涉及一種使用碼分多址空中接口的系統(tǒng)和方法，它大大減小了的全局和指定導(dǎo)頻所需信號功率，同時通過對一個特定信道使用四相移相鍵控(QPSK)業(yè)務(wù)信號以執(zhí)行信道估計和載波恢復(fù)提高了操作性能。


圖1中示出了一個簡化的CDMA通信系統(tǒng)，其包括一個給定帶寬的單一通信信道，其由重復(fù)偽噪聲(pn)序列發(fā)生器產(chǎn)生的預(yù)定模式的擴展碼混合。用pn序列調(diào)制數(shù)據(jù)信號產(chǎn)生一個數(shù)字?jǐn)U展頻譜信號。然后，用數(shù)字?jǐn)U展頻譜信號調(diào)制載波信號，建立一個前向鏈路，并發(fā)送載波信號。接收機解調(diào)發(fā)送的載波信號，提取數(shù)字?jǐn)U展頻譜信號。在與匹配pn序列相關(guān)后再生發(fā)送的數(shù)據(jù)。重復(fù)進行相同的處理，以建立一個反向鏈路。
在地面通信過程中，發(fā)送的信號受到由于各種地形和環(huán)境條件以及人造障礙反射造成的擾動。這在接收機產(chǎn)生了具有不同時間延遲的多個接收信號。這種效果一般稱為多徑傳播。此外，每個路徑到達接收機的延遲信號帶有唯一的幅度和載波相位。
為了識別多徑傳播中的多個分量，必須確定相對延遲以及幅度和相位?？梢杂靡粋€調(diào)制的數(shù)據(jù)信號執(zhí)行這種確定，但一般在與一個未調(diào)制信號比較時可以獲得更精確的再現(xiàn)。在大多數(shù)數(shù)字?jǐn)U展頻譜系統(tǒng)中，使用一個通過給導(dǎo)頻信號指定一個單獨的pn序列而從發(fā)射的調(diào)制數(shù)據(jù)離散出來的未調(diào)制導(dǎo)頻信號是更為有效的。對于從一個基站向多個用戶發(fā)送許多信號的系統(tǒng)，全局導(dǎo)頻信號是最有價值的。
在一個發(fā)射許多信道的基站的情況下，全局導(dǎo)頻信號由向該特定基站提供服務(wù)的多個用戶提供相同的導(dǎo)頻序列，并且被用于一個單獨用戶的最初捕獲，和用于使用戶獲得用于相干接收的信道估計以及組合多徑分量。但是，在所需的信號強度，全局導(dǎo)頻信號可能使用多達百分之十的前向空中容量。
同樣的多徑失真影響到基站的用戶反向鏈路傳輸。在每個單獨的用戶返回信號中插入一個指定導(dǎo)頻可能消耗多達百分之二十的總反向信道空中容量。
沒有相位和幅度估計，必須執(zhí)行非相干或差分相干接收技術(shù)。因此，需要有一種減少全局導(dǎo)頻和指定導(dǎo)頻信號的空中容量同時保持了希望的空中接口性能的相干解調(diào)系統(tǒng)。
發(fā)明綜述本發(fā)明涉及一種數(shù)字?jǐn)U展頻譜通信系統(tǒng)，它利用導(dǎo)頻輔助相干多徑解調(diào)大大減少了全局導(dǎo)頻和指定導(dǎo)頻額外開銷。該系統(tǒng)和方法使用了一個QPSK調(diào)制數(shù)據(jù)信號，從而除去調(diào)制的數(shù)據(jù)，并且把恢復(fù)的載波用于信道幅度和相位估計。產(chǎn)生的信號沒有數(shù)據(jù)調(diào)制，并且被用作偽導(dǎo)頻信號。與偽導(dǎo)頻信號結(jié)合，利用一個多輸入鎖相環(huán)進一步消除由于使用多個偽導(dǎo)頻信號造成的載波偏移而產(chǎn)生的誤差。仍然需要一個導(dǎo)頻信號來解析絕對相位模糊度，但是在大大減小的幅度。
因此，本發(fā)明的一個目的是要提供一種碼分多址通信系統(tǒng)，它減小了所需全局和指定導(dǎo)頻信號強度。
本發(fā)明的另一個目的是減小全局和指定導(dǎo)頻信號的發(fā)射電平，從而它們消耗空中接口中可忽略的額外開銷，同時提供了相干解調(diào)所需的信息。
在閱讀了優(yōu)選實施例的詳細(xì)說明之后，熟悉本領(lǐng)域的人員將會了解系統(tǒng)和方法的其它目的和優(yōu)點。
圖1是現(xiàn)有技術(shù)的一個典型CDMA通信系統(tǒng)的簡化方框圖；圖2是一個B-CDMATM通信系統(tǒng)的詳細(xì)方框圖；圖3A是一個同相比特流的曲線圖；圖3B是一個正交比特流的曲線圖；圖3C是一個偽噪聲(pn)比特序列的曲線圖；圖4是使用一個偽導(dǎo)頻信號的本發(fā)明的詳細(xì)方框圖，具有在碼片級執(zhí)行的載波偏移糾正；圖5是一個瑞克接收機的方框圖；圖6是在一個顯示硬判決的QPSK星座上的一個接收碼元p0的示意圖；圖7對應(yīng)于指定碼元的糾正角度的示意圖；圖8是在應(yīng)用了對應(yīng)于指定碼元的糾正之后所得碼元誤差的示意圖；圖9是一個慣用鎖相環(huán)的方框圖；圖10是使用了一個偽導(dǎo)頻信號在碼元級執(zhí)行載波偏移糾正的本發(fā)明的詳細(xì)方框圖；圖11是使用了一個偽導(dǎo)頻信和MIPLL的在碼片級執(zhí)行載波偏移糾正的本發(fā)明的詳細(xì)方框圖；圖12是多輸入鎖相環(huán)(MIPLL)的方框圖；圖13是使用了一個偽導(dǎo)頻信號和MIPLL的在碼元級執(zhí)行載波偏移糾正的本發(fā)明的詳細(xì)方框圖。
以下參考附圖對優(yōu)選實施例進行說明，在所有附圖中相同的標(biāo)號代表相同的元件。
如圖2中所示的一個B-CDMATM通信系統(tǒng)包括一個發(fā)射機27和一個接收機29，它們可以存在于基站或移動用戶接收機中。發(fā)射機27包括一個信號處理器31，它把話音或非話音信號33以不同的數(shù)據(jù)率，例如，8kbps,16kbps,32kbps，或64kbps的數(shù)據(jù)率，編碼成數(shù)據(jù)。信號處理器31根據(jù)信號的類型選擇一個數(shù)據(jù)率或響應(yīng)一個設(shè)定數(shù)據(jù)率。
通過
背景技術(shù)：
，在一個多址環(huán)境中的發(fā)送信號的產(chǎn)生中包括兩個步驟。首先，利用前向糾錯碼(FEC)35給可以認(rèn)為是一個二相調(diào)制信號的輸入數(shù)據(jù)33編碼。例如，如果用一個R=1/2卷積碼，單一的二相調(diào)制數(shù)據(jù)信號成為雙變量或兩個二相調(diào)制信號。將一個信號分配給同相信道I 41a。把另一個信號分配給正交信道Q 41b。一個復(fù)數(shù)的形式為a+bj，其中a和b是實數(shù)，并且j2=-1。二相調(diào)制I和Q信號通常稱為四相移相鍵控(QPSK)。在本優(yōu)選實施例中，用于K=7的限制長度和R=1/2的卷積碼率的抽頭發(fā)生器多項式是G1=171837和G2=133839。
在第二步驟中，用復(fù)偽噪聲(pn)序列擴展兩個二相調(diào)制數(shù)據(jù)或碼元41a,41b。產(chǎn)生的I 45a和Q 45b擴展信號與其它具有不同擴展碼的擴展信號(信道)混合53，乘以(混合)載波信號51，并發(fā)送55。發(fā)送55可以包括多個具有不同數(shù)據(jù)率的單獨信道。
接收機29包括解調(diào)器57a,57b，它們把發(fā)送的寬帶信號55下混合成一個中間載波頻率59a,59b。第二下變換將信號降低到基帶。然后，對QPSK信號進行濾波61，并與本地產(chǎn)生的復(fù)pn序列43a,43b混合，該復(fù)pn序列43a,43b與發(fā)送復(fù)數(shù)代碼的共軛相匹配。只有在發(fā)射機27用相同代碼擴展的原始波形被有效地去擴展。其它波形對接收機29表現(xiàn)為噪聲。然后將數(shù)據(jù)65a,65b傳送到信號處理器67，在信號處理器67進行對卷積編碼數(shù)據(jù)的FEC譯碼。
如圖3A和3B中所示，一個QPSK碼元是由來自同相(I)和正交(Q)信號每個的一個比特組成的。這些比特代表一個模擬抽樣或數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的一個量化版本?？梢钥吹酱a元的持續(xù)時間ts等于比特的持續(xù)時間。
發(fā)送的碼元通過把QPSK碼元流乘以一個唯一的復(fù)pn序列擴展。I和Q pn序列都是由一個以高得多的速率產(chǎn)生的比特流構(gòu)成的，該速率一般是碼元率的100到200倍。圖3C中示出了一個這樣的pn序列。將復(fù)pn序列與復(fù)碼元比特流混合，產(chǎn)生數(shù)字?jǐn)U展信號。擴展信號的分量稱為碼片，碼片具有小得多的持續(xù)時間tc。
當(dāng)信號被接收和解調(diào)時，基帶信號是在碼片級。信號的I和Q分量都是用在擴展期間使用的pn序列的共軛去擴展的，把信號返回到碼元級。但是，由于載波偏移，由各個碼片波形的失真表現(xiàn)出發(fā)送過程中遭到的相位惡化。如果在碼片級進行載波偏移糾正，可以看到由于碼片級信號的固有解析度，而使整體精度提高。也可以在碼元級進行載波偏移糾正，但整體精度小。但是，由于碼元率大大小于碼片率，因而在碼元級進行糾正時，只需要較小的整體處理速度。
以下是根據(jù)不需要大幅度的導(dǎo)頻信號的本發(fā)明的系統(tǒng)和方法的接收機的系統(tǒng)構(gòu)造。以下的系統(tǒng)代替了圖2中的濾波，去擴展和信號處理。系統(tǒng)具有在碼片和碼元級進行的載波偏移糾正。
如圖4中所示，示出了一個使用本發(fā)明的系統(tǒng)75和方法的接收機。輸入了一個由同相和正交相分量構(gòu)成的復(fù)基帶數(shù)字?jǐn)U展頻譜信號77，并用自適應(yīng)匹配濾波器(AMF)79或其它自適應(yīng)濾波裝置濾波。AMF79是一個橫向濾波器(有限脈沖響應(yīng)濾波器)，它使用濾波器系數(shù)81使接收信號77的延遲復(fù)制信號相互迭加，以提供具有增大的信噪比(SNR)的濾波信號83。將AMF79的輸出83耦合到多個信道去擴展器851,852,85n和一個導(dǎo)頻去擴展器87。在優(yōu)選實施例中，n=3。在分配給各用其自身的pn序列931,932,93n去擴展851,852,85n的信道的發(fā)送數(shù)據(jù)77的同時，用一個獨立的去擴展器87和pn序列91去擴展導(dǎo)頻信號89。在數(shù)據(jù)信道去擴展851,852,85n后，將數(shù)據(jù)比特流951,952,95n耦合到維特比(Viterbi)譯碼器，并輸出991,992,99n。
在調(diào)節(jié)AMF79中使用的濾波器系數(shù)81，或權(quán)數(shù)，是通過各個多徑傳播路徑的解調(diào)獲得的。這種操作是由一個瑞克接收機101執(zhí)行的。用瑞克接收機101補償多徑失真對于熟悉通信技術(shù)的人員是熟知的。
如圖5中所示，瑞克接收機101是由解調(diào)一個特定多徑分量的多個路徑解調(diào)器(“手指”)1030,1031,1032,103n的并聯(lián)組合構(gòu)成的。通過由pn序列105確定的給定路徑的定時估計來初始化一個特定解調(diào)器的導(dǎo)頻序列跟蹤環(huán)。在現(xiàn)有技術(shù)中，將一個導(dǎo)頻信號用于去擴展瑞克接收機的各個信號。在本發(fā)明的這個實施例中，pn序列105可以屬于通信系統(tǒng)的任何信道931。一般使用具有最大接收信號的信道。
每個路徑解調(diào)器包括一個復(fù)數(shù)混合器1070,1071,1072,107n，以及加法器和鎖存器1090,1091,1092,109n。對于每個瑞克元件，pn序列105被延遲τ1111,1112,111n一個碼片，并且與基帶擴展頻譜信號113混合1071,1072,107n，從而去擴展每個信號。把每個乘積輸入到一個累加器1090,1091,1092,109n，在累加器中把它與以前的乘積相加，并且在下一個碼元-時鐘周期之后鎖存。瑞克接收機101把相對路徑值提供給每個多徑分量。多個n-維輸出1150,1151,1152,115n提供了包含一個0°,90°,180°或270°的相對相位誤差的抽樣信道脈沖響應(yīng)的估計。
返回參考圖4，把來自瑞克接收機的多個輸出耦合到一個n-維復(fù)數(shù)混合器117。與每個瑞克接收機101輸出115混合是一個糾正信號，以除去包含在瑞克接收機輸出中的相對相位誤差。
導(dǎo)頻信號也是一個復(fù)QPSK信號，但是帶有設(shè)定為零的正交分量。本發(fā)明的誤差糾正信號119是通過首先執(zhí)行對去擴展信號951的每個碼元的硬判決121而從去擴展信道951導(dǎo)出的。一個硬判決處理器121確定最靠近去擴展碼元值的QPSK星座位置。
如圖6中所示，歐幾里德距離處理器把接收的信道1的碼元p0與四個QPSK星座點X1,1,X-1,1,X-1,-1,X1,-1比較。由于多徑的或是射頻傳輸55期間的噪聲和失真破壞，需要檢查每個接收碼元p0。硬判決處理器121計算從接收碼元p0到每個象限的四個距離d1,d-2,d3,d4，和選擇最短距離d-2并指定該碼元位置X-1,1。放棄原始碼元坐標(biāo)p0。
返回參考圖4，在經(jīng)過每個硬碼元判決121之后，確定了每個碼元輸出125的復(fù)共軛123。一個復(fù)共軛是帶有相同實部和僅是符號不同的虛部的一對復(fù)數(shù)中的一個。
如圖7中所示，通過首先確定指定碼元坐標(biāo)X-1,1的復(fù)共軛解調(diào)或消旋一個碼元，形成用于除去包含在瑞克接收機輸出中的相對相位誤差的糾正信號119。因此，通過與硬判決有關(guān)的角度有效地使瑞克接收機輸出消旋，消除了相對相位誤差。這種操作有效地提供了一個由導(dǎo)頻信號驅(qū)動的，但沒有絕對相位參考的瑞克接收機。
返回參考圖4，把從復(fù)共軛123的輸出119耦合到一個復(fù)數(shù)n-維混合器117，在這里把瑞克接收機101的每個輸出與糾正信號119混合。所得的產(chǎn)物127是如圖8中所示的信道脈沖響應(yīng)p1的噪聲估計。圖8中所示誤差是用從同相軸開始的π/6的弧度距離表示的。
返回參考圖4，把復(fù)數(shù)n-維混合器117的輸出129耦合到一個n-維信道估計器131。信道估計器131是濾波每個多徑分量的多個低通濾波器。把n-維混合器117的輸出耦合到AMF79。這些信號起AMF79濾波加權(quán)數(shù)的作用。AMF79濾波基帶信號，以補償由于多徑傳輸導(dǎo)致的信道失真，而無需大幅度的導(dǎo)頻信號。
瑞克接收機101與鎖相環(huán)(PLL)133電路結(jié)合使用，以除去載波偏移。載波偏移是作為發(fā)射機/接收機組件失配和其它RF失真的結(jié)果而產(chǎn)生的。本發(fā)明75要求通過用導(dǎo)頻pn序列91去擴展81來自基帶信號77的導(dǎo)頻產(chǎn)生一個低電平導(dǎo)頻信號135。將導(dǎo)頻信號耦合到一個單輸入PLL133。PLL133測量導(dǎo)頻信號135與一個0參考相位之間的相位差。去擴展導(dǎo)頻信號135是耦合到PLL133的實際誤差信號。
圖9中示出了一個慣用PLL133。PLL133包括反正切分析器136，復(fù)數(shù)濾波器137，積分器139，和相位-復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換器141。導(dǎo)頻信號135是輸入到PLL133的誤差信號，并被耦合到復(fù)數(shù)濾波器137。復(fù)數(shù)濾波器137包括兩個增益階段，積分器145，和加法器147。從復(fù)數(shù)濾波器的輸出被耦合到積分器139。頻率的積分是輸出140到轉(zhuǎn)換器141的相位。相位輸出140耦合到一個轉(zhuǎn)換器141，該轉(zhuǎn)換器141將相位信號轉(zhuǎn)換成一個用于與基帶信號77混合151的復(fù)數(shù)信號。由于上游操作是可交換的，因此PLL133的輸出149也反饋環(huán)流到系統(tǒng)75。
通過執(zhí)行數(shù)據(jù)調(diào)制的硬判決121和消旋123，處理提供了信道估計，而沒有使用大的導(dǎo)頻信號。如果在硬判決處理期間發(fā)生錯誤并且沒有正確地指定接收數(shù)據(jù)碼元的象限，處理產(chǎn)生相位誤差。但是，由于提高了業(yè)務(wù)信道的信噪比，減小了相位誤差的可能性。在信道估計和載波恢復(fù)處理過程中濾除產(chǎn)生的誤差。業(yè)務(wù)信道大約比去擴展導(dǎo)頻信號強6dB(2x)。
如前面所講的，本發(fā)明也可以用在碼元級的載波偏移糾正執(zhí)行。圖10中示出了一個在碼元級實現(xiàn)的可選實施例150。在組合慣用PLL133的輸出的情況下產(chǎn)生碼片和碼元級處理之間的差別。在碼元級，PLL輸出140不經(jīng)受碼片轉(zhuǎn)換141，并且在瑞克接收機101之后由另一個n-維混合器153引入到AMF97加權(quán)。相位糾正信號140反饋也必須與信道去擴展器851,852,85n的多個輸出951,952,95n中的每一個混合1541,1542,154n，并且與導(dǎo)頻去擴展器87的輸出135混合156。
如圖11中所示，另一個可選實施例193使用了前面實施例的一種變型，從而在去擴展之后對每個接收碼元進行硬判決，并且用一個等于復(fù)共軛的弧度量消旋。如圖11中所示，可選方法193使用多個信道去擴展器851,852,85n和導(dǎo)頻去擴展器87作為對一個多輸入鎖相環(huán)(MIPLL)157的輸入。由于每個去擴展信道951,952,95n包含導(dǎo)頻信號的一個模糊代表，因而需要一個小信號導(dǎo)頻信號135作為絕對參考。把結(jié)合去擴展小信號導(dǎo)頻信號的來自所有信道的去擴展碼元輸入到MIPLL157。
參考圖12，將來自每個信道951,952,95n的輸出耦合到一個硬判決/復(fù)共軛操作1591,1592,159n。然后，把消旋的偽導(dǎo)頻信號1611,1612,161n與延遲的碼元混合1631,1632,163n，產(chǎn)生復(fù)電壓誤差。將誤差1651,1652,165n輸入到轉(zhuǎn)換器1671,1672,167n,167n+1，轉(zhuǎn)換器把復(fù)數(shù)反正切轉(zhuǎn)換成相位誤差1691,1692,169n,169n+1。將每個相位誤差1691,1692,169n,169n+1輸入到一個把不同權(quán)數(shù)指定給多個輸入的最大似然組合器171，并產(chǎn)生一個和數(shù)輸出。和數(shù)中也包括去擴展135和轉(zhuǎn)換167n+1的小信號導(dǎo)頻信號135相位169n+1。可以加重小導(dǎo)頻信號的加權(quán)，因為它的相位是明確的。
組合器的輸出173是載波偏移的估計，并且被耦合到一個復(fù)數(shù)濾波器175，和耦合到一個積分器177。所有信道給載波偏移頻率的估計提供了由非模糊導(dǎo)頻信號除去的絕對相位誤差參考。積分器累計許多抽樣上的相加信號的歷史。在積分后，輸出相位誤差估計179，轉(zhuǎn)換成一個復(fù)數(shù)電壓183并輸出。
返回參考圖11，把MIPLL157的輸出183耦合到瑞克接收機上游的復(fù)數(shù)混合器185。這完成了MIPLL157的誤差反饋。盡管本實施例需要額外的資源并增加了復(fù)雜性，但可以在一個數(shù)字信號處理器(DSP)中有效地實現(xiàn)和執(zhí)行MIPLL157結(jié)構(gòu)。
現(xiàn)在參考圖13中所示可選實施例195，這個實施例195在碼元級混合MIPLL157的輸出。MIPLL157的輸出與瑞克接收機101的輸出混合197。如上所述，瑞克接收機101的輸出是在碼元級。禁止MIPLL157結(jié)構(gòu)中的碼元-碼片轉(zhuǎn)換181。由于MIPLL157的輸出183與僅用于AMF79加權(quán)的瑞克接收機101的輸出混合，必須把載波偏移的相位糾正加到處理業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的接收機部分。因此需要在每各信道去擴展器851,852,85n下游的多個混合器1991,1992,199n和導(dǎo)頻去擴展器87下游的一個混合器201混合糾正了相位的輸出183(在碼元級)，作為對系統(tǒng)的反饋。
本發(fā)明把發(fā)送的導(dǎo)頻信號保持在低電平，以提供絕對相位參考，同時減少干擾和提高了空中容量。最后的效果是有效地消除了導(dǎo)頻額外開銷。
盡管示出和說明了本發(fā)明的特定實施例，但熟悉本領(lǐng)域的人員可以進行許多修改的改變，而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。以上說明僅用作解釋，而不限制任何方式的特定形式。
權(quán)利要求
1．一種在CDMA系統(tǒng)的通信基站中使用的接收機，其中，多個通信基站利用多個信道和用于在接收期間載波偏移恢復(fù)的導(dǎo)頻信號通過CDMA空中接口相互通信，接收機包括自適應(yīng)匹配濾波器，用于接收解調(diào)CDMA通信信號，通過利用加權(quán)信號產(chǎn)生濾波信號；瑞克接收機，用于接收解調(diào)CDMA通信信號和為選定信道產(chǎn)生的偽噪聲信號并產(chǎn)生濾波器加權(quán)信號；用于用糾正信號定義濾波器加權(quán)信號的裝置，所述糾正信號產(chǎn)生所述自適應(yīng)匹配濾波器使用的加權(quán)信號；信道去擴展器，用于耦合到所述自適應(yīng)匹配濾波器輸出的所述選定信道，以利用所述選定信道的偽噪聲信號發(fā)生器去擴展所述濾波信號，產(chǎn)生所述選定信道的去擴展信道信號；導(dǎo)頻信道去擴展器，用于耦合到所述自適應(yīng)匹配濾波器輸出的導(dǎo)頻信道，以利用所述導(dǎo)頻信道的偽噪聲信號發(fā)生器去擴展所述濾波信號，產(chǎn)生所述導(dǎo)頻信道的去擴展導(dǎo)頻信號；硬判決處理器，它與一復(fù)共軛處理器相關(guān)，用于接收所述選定信道的信道信號，并產(chǎn)生所述糾正信號；和鎖相環(huán)，至少利用所述去擴展導(dǎo)頻信號以產(chǎn)生用于產(chǎn)生糾正了相位的信道信號的相位糾正信號。
2．根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機，其中多個信道信號中的每一個是復(fù)數(shù)二相調(diào)制信號，它由包括代表同相和正交分量的數(shù)據(jù)的碼元構(gòu)成，所述硬判決處理器把每個去擴展信道信號碼元與四個可能的正交星座點中的一個比較，并把每個所述碼元指定給一個最靠近的星座點，和所述復(fù)共軛處理器通過確定每個所述指定點的復(fù)共軛消旋每個所述碼元，以產(chǎn)生所述糾正信號。
3．根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收機，其中所述鎖相環(huán)相位糾正信號是在碼片級，并且被應(yīng)用于所述解調(diào)CDMA通信信號。
4．根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收機，進一步包括多個信道去擴展器，每個信道去擴展器耦合到所述自適應(yīng)匹配濾波器輸出端，用于利用相關(guān)的偽噪聲信號發(fā)生器去擴展所述濾波信號，以產(chǎn)生多個去擴展信道信號。
5．根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收機，其中信道去擴展器的數(shù)量是三個。
6．根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收機，其中所述鎖相環(huán)進一步包括對應(yīng)于所述多個信道去擴展器的多個輸入。
7．根據(jù)權(quán)利要求6所述的接收機，其中所述鎖相環(huán)進一步包括硬判決處理器，它與復(fù)共軛處理器相關(guān)，帶有本地反饋環(huán)，用于每個所述對應(yīng)信道去擴展器輸入，以產(chǎn)生用于各自的信道信號的誤差估計信號；每個所述誤差估計信號和所述去擴展導(dǎo)頻信號耦合到反正切處理器，以產(chǎn)生各自的相位糾正信號；和所述信道和導(dǎo)頻相位糾正信號耦合到最大似然組合器，產(chǎn)生組合糾正信號，組合糾正信號耦合到積分器，以產(chǎn)生所述相位糾正信號。
8．根據(jù)權(quán)利要求7所述的接收機，其中信號去擴展器的數(shù)量是三個。
9．根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收機，其中所述鎖相環(huán)相位糾正信號是在碼元級，并且被應(yīng)用到所述濾波器加權(quán)信號和所述信道和導(dǎo)頻去擴展器的所述去擴展信道信號。
10．根據(jù)權(quán)利要求9所述的接收機，進一步包括多個信道去擴展器，每個耦合到所述自適應(yīng)匹配濾波器輸出，用于利用相關(guān)偽噪聲信號發(fā)生器去擴展所述濾波信號，以產(chǎn)生多個去擴展信道信號。
11．根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收機，其中信道去擴展器的數(shù)量是三個。
12．根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收機，其中所述鎖相環(huán)進一步包括對應(yīng)于所述多個信道去擴展器的多個信號輸入。
13．根據(jù)權(quán)利要求12所述的接收機，其中所述鎖相環(huán)進一步包括硬判決處理器，它與復(fù)共軛處理器相關(guān)，帶有本地反饋環(huán)，用于每個所述多個信號輸入，每個產(chǎn)生一個用于各自的信道信號的誤差估計；所述信道誤差估計和所述去擴展導(dǎo)頻信號的每個耦合到輸出信道相位糾正信號的反正切處理器；和所述信道和導(dǎo)頻相位糾正信號耦合到一個最大似然組合器，最大似然組合器產(chǎn)生耦合到積分器的組合糾正信號，以產(chǎn)生所述相位糾正信號。
14．根據(jù)權(quán)利要求13所述的接收機，其中信道去擴展器的數(shù)量是三個。
15．一種在多個通信基站相互通信的通信系統(tǒng)中利用用于在接收期間載波恢復(fù)的減小幅度的導(dǎo)頻信號通過CDMA廣播接口接收多個信道中至少一個的方法，包括步驟接收解調(diào)CDMA通信信號；用自適應(yīng)匹配濾波器濾波所述接收的解調(diào)CDMA通信信號，以利用加權(quán)信號產(chǎn)生濾波信號；通過瑞克接收機利用所述解調(diào)CDMA通信信號和為選定信道產(chǎn)生的偽噪聲信號產(chǎn)生濾波器加權(quán)信號；用糾正信號糾正所述濾波器加權(quán)信號；利用所述選定信道的偽噪聲信號去擴展來自所述濾波信號的所述選定信道信號，以產(chǎn)生所述選定信道的去擴展信道信號；利用為所述導(dǎo)頻信道產(chǎn)生的偽噪聲信號去擴展來自所述濾波信號的導(dǎo)頻信道信號，以產(chǎn)生所述導(dǎo)頻信道的去擴展導(dǎo)頻信號；利用與復(fù)共軛處理器相關(guān)的硬判決處理器處理所述選定信道去擴展信號，以產(chǎn)生所述糾正信號；和利用鎖相環(huán)從所述去擴展導(dǎo)頻信號產(chǎn)生相位糾正信號，以相位糾正所述選定信道信號。
16．根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中多個信道的每一個是復(fù)數(shù)二相調(diào)制信號，它由包括代表同相和正交分量的數(shù)據(jù)的碼元構(gòu)成，處理步驟進一步包括步驟將接收碼元指定給四個可能的正交星座點中的一個；和通過確定每個所述指定點的復(fù)共軛消旋每個所述指定碼元，以產(chǎn)生所述糾正信號。
17．根據(jù)權(quán)利要求16所述的方法，其中所述相位糾正信號是在碼片級。
18．根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中去擴展所述選定信道的步驟也包括去擴展多個信道信號，以產(chǎn)生去擴展信道信號。
19．根據(jù)權(quán)利要求18所述的方法，其中產(chǎn)生相位糾正信號的所述步驟進一步包括步驟為所述去擴展選定信道信號和每個所述去擴展信道信號，將接收碼元指定給四個可能的正交星座點中的一個；通過確定每個所述指定點的復(fù)共軛消旋所述去擴展選定信道信號和每個所述去擴展信道信號的所述指定碼元，以產(chǎn)生各自的誤差估計信號；把每個所述誤差估計信號和所述去擴展導(dǎo)頻信號耦合到反正切處理器，以產(chǎn)生對應(yīng)的相位糾正信號；和組合所述信道和導(dǎo)頻相位糾正信號，以產(chǎn)生所述相位糾正信號。
20．根據(jù)權(quán)利要求16所述的方法，其中所述相位糾正信號是在碼元級。
21．根據(jù)權(quán)利要求20所述的方法，其中去擴展所述選定信道的步驟也包括去擴展多個信道，以產(chǎn)生去擴展信道信號。
22．根據(jù)權(quán)利要求21所述的方法，其中產(chǎn)生一個相位糾正信號的所述步驟進一步包括步驟為所述去擴展選定信道信號和每個所述去擴展信道信號，把一個接收碼元指定給四個可能的正交星座點中的一個；通過確定每個所述指定點的復(fù)共軛消旋所述去擴展選定信道信號和每個所述去擴展信道信號的所述指定碼元，以產(chǎn)生各自的誤差估計信號；把每個所述誤差估計信號和所述去擴展導(dǎo)頻信號耦合到反正切處理器，以產(chǎn)生對應(yīng)的相位糾正信號；和組合所述信道和導(dǎo)頻相位糾正信號，以產(chǎn)生所述相位糾正信號。
全文摘要
一種利用導(dǎo)頻輔助相干多徑解調(diào)的數(shù)字?jǐn)U展頻譜通信系統(tǒng)實現(xiàn)了大大減少全局導(dǎo)頻和指定導(dǎo)頻的額外開銷。系統(tǒng)和方法使用了一個QPSK調(diào)制數(shù)據(jù)信號,從而除去調(diào)制的數(shù)據(jù),并且把恢復(fù)的載波用于信道幅度和相位估計。產(chǎn)生的信號(119)沒有數(shù)據(jù)調(diào)制,并且被用作偽導(dǎo)頻信號(119)。與偽導(dǎo)頻信號結(jié)合,使用了一個多輸入鎖相環(huán)(157)進一步消除由于利用多個偽導(dǎo)頻信號產(chǎn)生的載波偏移造成的誤差。需要一個導(dǎo)頻信號(135)解析絕對相位模糊度,但是在大大減小了的幅度。
文檔編號H04B1/707GK1300476SQ99806092
公開日2001年6月20日 申請日期1999年1月27日 優(yōu)先權(quán)日1998年5月14日
發(fā)明者費蒂·M·奧茲路特克, 戴維·K·麥斯徹爾, 亞歷山大·M·杰克斯 申請人:交互數(shù)字技術(shù)公司