專利名稱：修正快速卷積算法的靈活性增強的制作方法
背景技術(shù)：
本發(fā)明一般涉及無線電通信系統(tǒng)，或者更特別地，涉及在無線電通信系統(tǒng)的信道化器和解信道化器中的修正快速卷積算法的使用。
在用于蜂窩無線電、陸地移動無線電(LMR)、衛(wèi)星、無線本地網(wǎng)(WLAN)和其它通信系統(tǒng)的基站應用中，要同時處理多個接收和發(fā)送信道。將來，移動終端，即移動電話，也將具有這個能力。這種系統(tǒng)在它們的接收機和發(fā)射機中分別包括數(shù)字信道化和解信道化的結(jié)構(gòu)。信道化和解信道化可被定義為濾波、抽取/內(nèi)插及接收和發(fā)送信號的頻率變換。


圖1中說明傳統(tǒng)的接收機結(jié)構(gòu)。在圖1中，射頻(RF)信號被天線105接收并被RF前端110下變頻到中頻(IF)。RF前端110包括組件，如低噪聲放大器(LNA)、濾波器和混頻器。然后，由接收機信道化器120抽取所期望的信道。模擬信道化器120也包括LNA，混頻器和濾波器。
所期望的信道隨后在基帶被RX基帶處理單元130處理以產(chǎn)生收到的數(shù)字數(shù)據(jù)流?，F(xiàn)在，基帶處理通常包括模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換、數(shù)字濾波、抽取、均衡、解調(diào)、信道解碼、去交織、數(shù)據(jù)解碼、時鐘抽取等等。
圖1中傳統(tǒng)的發(fā)射機結(jié)構(gòu)是接收機結(jié)構(gòu)的對偶。被發(fā)送的數(shù)據(jù)首先由TX基帶處理單元140處理，該處理單元包括數(shù)據(jù)編碼、交織、信道編碼、調(diào)制、內(nèi)插濾波、數(shù)字到模擬的轉(zhuǎn)換等等。然后，基帶信道經(jīng)發(fā)送解信道化器150轉(zhuǎn)換到IF頻率。發(fā)送模擬解信道化器150包括濾波器、混頻器和低功率放大器。IF信號隨后被轉(zhuǎn)換到RF并被RF前端160放大，該RF前端包括混頻器、濾波器以及高功率放大器。最后，信號被天線165發(fā)射出去。
圖1說明移動終端(即移動電話)的單信道接收機和發(fā)射機的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)。就基站而言，多信道被按照相似的方法處理。在接收機端，通路在某一點被分開以形成對每個被處理信道的多通路。在發(fā)射機端，信道將被單獨處理，然后在某一點組合以形成多信道信號。分開和組合的點可變化，因而能夠產(chǎn)生多種基站接收機和發(fā)射機結(jié)構(gòu)。然而，更重要的是，傳統(tǒng)的模擬和數(shù)字接口目前是在信道化器和基帶處理功能塊之間的某處。
模擬的信道化器/解信道化器設計的制造復雜，因而昂貴。為了提供更便宜和更容易生產(chǎn)的信道化器/解信道化器，將來的模擬和數(shù)字接口將改而位于RF前端和信道化器功能塊之間的某處。將來此類無線電接收機和發(fā)射機將冠以多種名稱，包括多標準無線電、寬帶數(shù)字調(diào)諧器、寬帶無線電或軟件無線電，它們都需要數(shù)字信道化器/解信道化器。
執(zhí)行濾波、抽取/內(nèi)插及頻率變換的高效的數(shù)字信道化器/解信道化器的結(jié)構(gòu)，在以每信道為基礎的功率消耗和死區(qū)方面是非常重要的。這些結(jié)構(gòu)的一個主要目標是把盡可能多的信道集成到單個集成電路(IC)中。
有幾個已知的獲取數(shù)字信道化/解信道化的方法。下面的例子將假設一個寬帶信號被ADC采樣。該寬帶信號集中于中頻(IF)，典型地，包括多個頻分復用(FDM)信道。圖2中說明了最明顯的方式。該接收機的結(jié)構(gòu)模擬傳統(tǒng)模擬信道化器的功能，帶有采用例如SIN/COS發(fā)生器的同相和正交(IQ)頻率變換，以每信道為基礎進行抽取和濾波。大量的抽取濾波可用計算上廉價的CIC濾波器完成。包含這種結(jié)構(gòu)的集成電路可容易地從幾家制造商處獲得。本領域技術(shù)人員將理解這種結(jié)構(gòu)的對偶對于發(fā)射機也是可能的。
IQ信道化器可同時處理多個標準，并且信道可被隨意安排，在這方面它是靈活的。它的主要缺點是，需要高輸入采樣頻率的IQ頻率變換以及隨后的相對于每個信道的抽取濾波器。這意味著每信道的死區(qū)和功率消耗比較高。
另一種信道化器的可能性是在接收機中建立抽取濾波器組，如圖3所示。該方法在多個或所有信道之間共享共同的多相位濾波器。因為它在多個信道之間被分開，所以這種結(jié)構(gòu)的硬件成本小，而且能夠獲得好的濾波效果。濾波器組也適于在發(fā)射機解信道化器中使用，因為它們可以內(nèi)插并且把信道加在一起。在W09528045“寬帶FFT信道化器”中說明了一個這種例子。
盡管這些濾波器組能夠被重新配置以適應不同的標準，它仍然難以同時適應間隔開的多個信道。抽取濾波器組每信道的成本非常低，但只是當所有或大多數(shù)信道被使用時才如此。這種結(jié)構(gòu)也非常不靈活，因為信道不得不位于只可能用一個信道間隔開的固定頻率柵格上。多標準使得濾波器組的概念需要多采樣速率。這意味著為了同時存在的多個標準需要多種結(jié)構(gòu)，包括模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換器(ADC)和信道化器。
抽取濾波器組結(jié)構(gòu)的一種變形(被稱為亞采樣濾波器組)能夠以靈活性為代價降低計算成本。例如，對自適應信道化、不規(guī)則信道排列和跳頻的要求，使得不可能使用亞采樣濾波器組，因為所有信道必須同時可用。
第三種主要的信道化技術(shù)是基于交迭-相加(OLA)或交迭-省去(OLS)的快速卷積方案。快速卷積是一種用循環(huán)卷積準確地執(zhí)行線性卷積，即有限脈沖響應(FIR)濾波的方式。與實現(xiàn)線性卷積的傳統(tǒng)形式相比，這種技術(shù)的好處是計算要求較低。此外，有可能修改基本的快速卷積算法，使得同時進行抽取/內(nèi)插及頻率變換成為可能；然而，作為結(jié)果，線性卷積因而只是被近似地執(zhí)行。該修改也減少了計算的復雜性。如“一種靈活的隨板解復用器/解調(diào)器”，Proceedings(論文集)ofthe 12thAIAA International Communication Satellite SystemsConference(國際通信衛(wèi)星系統(tǒng)會議)，1988，第299-303頁中所述，獨立的修正快速卷積算法被稱為一種對于包含混合載波帶寬的系統(tǒng)的計算上非常高效的技術(shù)，并且已討論在衛(wèi)星系統(tǒng)中應用。
在先有技術(shù)中的獨立修正快速卷積算法單獨執(zhí)行所有的濾波，不帶任何附加的信號處理。這種方法導致種種延遲。然而，由于去往衛(wèi)星和來自衛(wèi)星所需的傳輸時間，延遲成為衛(wèi)星系統(tǒng)的固有部分。因此，由于濾波方法引起的延遲對系統(tǒng)的影響要成比例地小于當獨立修正快速卷積算法被用于無線電(如蜂窩)系統(tǒng)時對系統(tǒng)的影響。在許多無線電系統(tǒng)中，延遲成為更加關(guān)鍵的因素，應該被盡可能地減小。
應用于接收機信道化器的獨立修正快速卷積算法，把到來的數(shù)據(jù)信號切成塊，塊的大小取決于交迭百分比(％交迭)及離散傅立葉變換(DFT)的長度。DFT隨后被執(zhí)行。截短的濾波器響應(即濾波器系數(shù)的數(shù)目(Ncoefficients)小于DFT的長度(NDFT))在頻域中直接完成。這是通過將濾波器系數(shù)乘以所選的DFT輸出支(bin)來實現(xiàn)的。然后，該結(jié)果用與截短濾波器長度相等的傅立葉反變換(IDFT)來處理，作為恢復所期望信道的時域采樣的一種方式。隨后塊被交迭(取決于交迭百分比)并組合。組合是疊加交迭的部分(即交迭相加)或者丟棄交迭的部分(即交迭省去)的過程。注意交迭/相加及交迭/省去可以被認為是兩個極端，在本領域中有已知的介于兩者之間的技術(shù)。
獨立修正快速卷積算法中的頻率響應的截短使得它有別于標準的快速卷積算法。它使得循環(huán)卷積算法現(xiàn)在僅僅是近似的線性卷積，盡管采用小心選擇的參數(shù)可以使誤差保持很小。頻率響應的截短也執(zhí)行了按因子(Ncoefficients/NDFT)的抽取，且頻率變換是通過把截短的濾波器系數(shù)集中于所期望的信道來完成的。
截短的頻率響應也使得算法的信道特定部分(除了DFT的其它部分)的計算復雜性急劇減小。實現(xiàn)頻率濾波所需的乘法次數(shù)和IDFT的大小大約按照系數(shù)(Ncoefficients/NDFT)減小。獨立修正快速卷積算法也可用于發(fā)射機的解信道化器，其中它包含著所有相同屬性。
可用于標準快速卷積算法的其他減小復雜性的方法，在這里也可以用于獨立的修正快速卷積算法。例如，在操作中DFT是關(guān)鍵功能塊。由于效率的原因，它通常用快速傅立葉變換(FFT)的形式執(zhí)行。另外，兩個實數(shù)據(jù)塊可以同時在一個復數(shù)DFT處理器中被處理。隨后后處理需要一些額外的加法器和存儲器。這比用兩個專用的實數(shù)DFT效率更高。
在DFT中，通過采用修剪也能夠做到計算上的節(jié)省，因為只有一部分DFT的輸出需要被計算。修剪是指去掉DFT中不影響輸出的分支的過程。不需要的輸出點從不被計算。
如果濾波器頻率響應的復乘法被替代為實乘法和隨后在數(shù)據(jù)被組合以形成所期望信道的時域采樣之前的、數(shù)據(jù)的IDFT輸出塊的循環(huán)移位，也可以獲得計算的減少。循環(huán)移位的量僅取決于交迭百分比以及IDFT的長度。
上述的系統(tǒng)仍然存在問題，特別當需要同時接收和發(fā)送多個信道時。如上所述，用于從幾個信道直到很大數(shù)量信道的數(shù)字信道化器的選擇，非常依賴于目標的一個或者多個無線電通信系統(tǒng)。不變的是，計算成本靈活性和基于無線電系統(tǒng)要求的可接受的延遲之間的折中將導致選擇哪一種寬帶信道化器算法的最終決定。在計算成本、靈活性和可接受的延遲等方面，仍然有提高這些信道化器/解信道化器結(jié)構(gòu)的空間，使得它們可以更加適合于在多信道系統(tǒng)中應用。
在R.Hellberg的“數(shù)字信道化器和解信道化器”中介紹了對本領域中上述問題的一種解決辦法，它的全部內(nèi)容被在此引入以供參考。在那篇文章中，描述了一種修正快速卷積算法，該算法高效地處理了與常規(guī)的信道化器/解信道化器有關(guān)的問題(即關(guān)于設計那些系統(tǒng)以同時處理多信道的計算成本、靈活性和可接受的延遲的問題)。
如R.Hellberg的“數(shù)字信道化器和解信道化器”中所述的修正快速卷積算法被認為是在多信道的功率消耗，死區(qū)及計算復雜性方面非常有效的信道化/解信道化算法。在設計該算法用于不同的系統(tǒng)參數(shù)(采樣頻率、信道帶寬、信道分離和比特率)的組合方面，它也是非常靈活的算法。因而，該技術(shù)是非常適合于無線電通信系統(tǒng)的廣泛多樣性的信道化/解信道化算法。
然而，修正快速卷積算法在算法的某個部分有限制。這部分包括截短的頻率濾波器系數(shù)的放置。濾波器的放置限制制約了結(jié)構(gòu)的靈活性。例如，在窄帶無線電通信系統(tǒng)(即DAMPS，PDS，LMR，衛(wèi)星等)中，它意味著不是每一個頻率信道可被正確地信道化(即不是每一個信道都能夠被信道化/解信道化的)。作為結(jié)果，動態(tài)的信道化、跳頻和低重新使用因子必然受影響。
如上所討論，修正快速卷積算法的基本問題僅與算法的一部分有關(guān)。就信道化器而言，這部分和隨后與頻率濾波器系數(shù)相乘的支的選擇有關(guān)，就解信道化器而言，這部分和在支已經(jīng)與頻率濾波器系數(shù)相乘之后的支的插入有關(guān)。圖4A和圖4B說明了分別應用于信道化器和解信道化器的修正快速卷積算法。在圖4A中，輸入信號405被送給信道化器。輸入信號405是從前級處理，例如ADC來的數(shù)據(jù)流。
數(shù)據(jù)流405首先被η％交迭塊發(fā)生器410處理。該處理基于交迭的百分數(shù)的量、FFT的大小以及交迭的類型，即如下所討論的交迭/相加或交迭/省去。就交迭/相加而言，數(shù)據(jù)流被切成長度為NFFT*(1-η)的非交迭部分，并被填充NFFT*η個零以形成單個塊。就交迭省去而言，數(shù)據(jù)被切成長度為NFFT的塊，它與前面給出的塊有長度為NFFT*η的交迭。
產(chǎn)生的塊中只包含實數(shù)據(jù)，因而能夠被乘法器420以多種不同的方式相乘，以形成用于FFT算法輸入的復數(shù)信號425，即z(t)＝x(t)+j*y(t)，其中x(t)和y(t)是兩個連續(xù)的塊。第二個序列y(t)也可以被循環(huán)移動以保存在存儲器中。盡管乘法器階段不是必需的，但它提高了FFT算法的效率。
隨后FFT算法在方框430中完成。作為FFT流水線處理的結(jié)果，F(xiàn)FT的輸出435未按正確的順序排列。因此，選擇和抽取支方框440必須通過重新排列輸出序列并只選擇需要的支的方式來進行補償。需要的支的數(shù)目取決于濾波器頻率系數(shù)460的數(shù)目。選擇和抽取支方框440從來自FFT的輸出(即Z(k)＝A(k)+jB(k))的所選的支中抽取兩個實際的結(jié)果，X(k)和Y(k)。
作為結(jié)果，該X和Y塊現(xiàn)在被按照與它們相乘時相同的順序排列。然后，乘法器450使這些塊乘以濾波器頻率系數(shù)460。系數(shù)460的數(shù)目被選擇為小于FFT的長度。隨后，對前面乘法的結(jié)果完成離散傅立葉反變換(反DFT或IDFT)470。
然后塊被插入η％交迭塊組合器480。組合操作取決于塊的交迭百分比及采用的是交迭/省去還是交迭/相加。對于交迭相加或交迭省去，所述塊與前面的塊交迭的長度等于NIDFT*η。對于交迭相加，塊的交迭部分被加到前面的塊的相應交迭部分，而對于交迭省去，塊的交迭部分被簡單地丟棄。對于交迭相加和交迭省去，對塊的非交迭部分都沒有執(zhí)行操作。
圖4B說明用于發(fā)射機的修正快速卷積算法。輸入信號是從前級處理(例如調(diào)制處理)來的數(shù)據(jù)流402。與圖4A相比，輸入的數(shù)據(jù)流被特定于一個信道，而不是一個組合了多個信道的數(shù)據(jù)流。
數(shù)據(jù)流402首先被η％交迭塊發(fā)生器404處理。該處理極大地依賴于交迭百分比的量、DFT的大小以及交迭的類型，即交迭/相加或交迭/省去。就交迭/相加而言，數(shù)據(jù)流被切成長度為NFFT*(1-η)的非交迭部分，并填充NFFT*η個零以形成單個塊。就交迭省去而言，數(shù)據(jù)被切成長度為NFFT的塊，它與前面給出的塊的交迭長度為NFFT*η。
然后對前面操作的結(jié)果完成離散傅立葉變換(DFT)406。因為它不是關(guān)鍵的操作，所以DFT的長度NDFT不必是2的冪。本領域技術(shù)人員會認識到，DFT 406另外能夠用FFT替代實現(xiàn)。與圖4A中的接收機相比，DFT 406的結(jié)構(gòu)小而IFFT 416的結(jié)構(gòu)大，這與接收機正相反。
隨后該塊與各濾波器頻率系數(shù)412相乘408。頻率濾波器系數(shù)412等于沖擊響應的FFT。
相乘的結(jié)果隨后被輸入插入支方框414。所述支按照下面對稱的形式被插入到快速傅立葉反變換(IFFT)416中Z(kstart+k)＝X(k)及Z(NIFFT-kstart-k)＝X′(k)，其中kstart代表信道的第一個支被插入的位置，k是從0→N-1的整數(shù)。一個信道要插入的支由X(0)→X(N-1)給出。這些復數(shù)值來自于乘法器408。X′(k)代表X(k)的復共軛。在其中它們被插入的IFFT有NIFFT個可能的復數(shù)支，編號為Z(0)→Z(NIFFT-1)。
按照對稱方式插入該塊的結(jié)果是僅有IFFT的實輸出包含所需的結(jié)果。虛輸出中沒有有用的信息。因為僅有的有用信息位于IFFT的實輸出，所以交迭塊組合器424只需要執(zhí)行非常簡單的操作。因為交迭組合器424以最高的抽樣頻率進行操作，所以這是重要的，并且其它情況會對功率消耗和死區(qū)有顯著影響。
插入支的另一個可選擇的方法是把從同一信道來的兩數(shù)據(jù)塊相乘，使得第一塊X(k)作為IFFT的實輸出，而第二塊Y(k)作為虛輸出。下面的等式說明了該技術(shù)Z(kstart+k)＝X(k)+jY(k)及Z(NIFFT-kstart-k)＝X′(k)+jY′(k)。
從所有信道來的支于是被插入IFFT 416，然后完成IFFT 416算法。而后所述塊被解復用418以形成用于輸入η％交迭塊組合器424的實信號422。
所述塊取決于它們的交迭百分比以及是采用交迭/省去還是交迭/相加而進行組合424。對于交迭相加或交迭省去，塊與前面的塊以長度為NIDFT*η相交迭。對于交迭相加，塊的交迭部分被加到前面的塊的相應交迭部分，而對于交迭省去，塊的交迭部分被簡單地丟棄。對于交迭相加和交迭省去，兩者對非交迭部分都沒有執(zhí)行操作。
圖5說明了圖4A和4B的η％交迭塊發(fā)生器的操作。如上所示，這個過程基于交迭百分比的數(shù)量、FFT的大小以及交迭的類型，即交迭/相加或交迭/省去。就交迭/相加520而言，數(shù)據(jù)流510被切成不交迭的部分531、541，長度為NFFT*(1-η)，并填充NFFT*η個零532、542，以形成連續(xù)塊530、540。就交迭/省去550而言，數(shù)據(jù)流510被切成塊560、570，長度為NFFT，它與前面給出的塊有長度為NFFT*η的交迭580。
圖6說明了當被圖4A和4B的η％交迭塊組合器處理時的輸出數(shù)據(jù)流。對于交迭相加620或交迭省去650，塊630、640、660、670與前面的塊以長度NIDFT*η交迭。對于交迭相加620，塊640的交迭部分641被加625到前面的塊630的相應交迭部分631，而對于交迭省去650，分別屬于塊660、670的交迭部分661、671被簡單地丟棄655。
如上所述，上述修正快速卷積算法的一個問題涉及濾波器頻率系數(shù)的放置，對接收機而言是在FFT 430的輸出支上的放置，對發(fā)射機而言是在DFT 406的輸出支上的放置。對于接收機，由選擇抽取支方框440選擇的支有一個被定義的中心支。典型地，這被認為是頻率濾波器的中心支。理論上，該中心支可放置在FFT的任何輸出支上。然而，實際中這只能通過基本算法的改變來實現(xiàn)。
在S.Joseph Campanella等人的“一種靈活的隨板解復用器/解調(diào)器”，Proceedings(論文集)of the 12thAIAA InternationalCommunication Satellite Systems Conference(國際通信衛(wèi)星系統(tǒng)會議)，1988，第299-303頁中，用一種規(guī)則的頻率柵格和大尺寸的FFT來避免頻率濾波器的放置問題。規(guī)則的頻率柵格是許多無線電系統(tǒng)的特點，但在將來當許多無線電系統(tǒng)在一起同時運行時，或者對于新的無線電系統(tǒng)，可能不是這種情況。對于許多無線電系統(tǒng)，大尺寸的FFT引起不可接受的長延遲。另外，當?shù)搅藘?yōu)化系統(tǒng)的時候，該放置問題可被視為不必要的限制。
問題是，當采用修正快速卷積算法時，頻率濾波器的中心支不能被放置在任意FFT的輸出支。限制的數(shù)量，即不可用的FFT輸出支的數(shù)量，取決于交迭的百分比。比如，如果選擇50％交迭，則濾波器的放置就被限制在可能的FFT輸出支的一半。同樣，對于25％交迭，則濾波器的放置被限制在可能的FFT輸出支的四分之一。
該濾波器的放置限制制約了結(jié)構(gòu)的靈活性，因為濾波器不能以每一個支為中心(即信道將以不同于頻率濾波器的中心支的支為中心)。一些可能的影響包括，當信道和濾波器的帶寬相近時的不對稱濾波，以及信道將仍然存在剩余頻率調(diào)制。這兩種副作用都可能要用額外的信號處理(即額外的計算和功率消耗)來校正。
如果信道帶寬相對于FFT的支的間隔較窄，則將產(chǎn)生更大的影響。在這種情況下，將不能選擇一些頻率信道，因而限制了算法的靈活性。例如，動態(tài)信道分配要求可以利用整個特定帶寬上的每一個信道，低重新使用因子意味著要求相鄰或幾乎相鄰的信道是在同一個發(fā)射機或接收機中。因而，濾波器的放置問題限制了修正快速卷積算法的靈活性。
在整個可能的FFT輸出支上的受限的濾波器放置問題降低了靈活性并引入了用額外的處理去克服上面已確定的副作用的需要。該問題可以通過基于50％交迭省去的修正快速卷積技術(shù)考慮圖4接收信道化器來說明。輸入信號頻率被選擇為剛好位于一個FFT支上
Z(n)＝cos(2*pi*fsig*n/NFFT)其中fsig＝整數(shù)0→NFFT-1對于50％交迭而言，則在NFFT點中要么包含偶數(shù)個周期，要么包含奇數(shù)個周期。因而，F(xiàn)FT的輸出435 Z(k)將在送給FFT 430的連續(xù)的塊之間變化，如下表1所示(注意結(jié)果已被歸一化到1)。
表1
然后FFT 430的結(jié)果被乘以截短的頻率響應系數(shù)，k0→kNifft，并送給IDFT 470。IDFT 470的DC支對應于被定義為所選支的中心的支。例如，DC支，IDFT-BINDC，可被定義為第(NIDFT/2)支(如圖7所示)。也可以用其他方法定義DC支。
IDFT的DC支可以以大尺寸的FFT的奇數(shù)支或偶數(shù)支為中心，F(xiàn)FT_BINcenter。首先考慮當IDFT_BINDC以FFT的偶數(shù)支為中心時從IFFT輸出的塊的結(jié)果，為簡單化，fsig＝FFT_BINcenter。IDFT輸出的結(jié)果為具有表2中所列數(shù)值的DC信號(注意結(jié)果已被歸一化到1)。
表2
當塊被交迭并省去以形成時域信號時，結(jié)果將包含連續(xù)的DC信號，正如所期望的那樣。如果信號頻率不等于IDFT的中心支，比方說，fsig＝FFT_BINcenter+1，結(jié)果如所期望的那樣，是頻率等于一個IDFT支的正弦波(見圖8)。因此，當IDFT的中心支位于FFT的偶數(shù)支時，則修正快速卷積算法如所期望的那樣運行。
現(xiàn)在考慮IDFT以FFT的奇數(shù)支為中心的情況，為簡單化，fsig＝FFT_BINcenter。IDFT輸出的結(jié)果包括表3中所列的數(shù)值(再次注意結(jié)果已被歸一化到1)表3
當塊被交迭并省去以形成時域信號時，結(jié)果將不是連續(xù)的DC信號，而更象是產(chǎn)生了方波。這也可以用信號頻率不等于IDFT的中心支(比方說，fsig＝FFT_BINcenter+1)的情況來說明。結(jié)果在圖9中表示，它與所期望的不一樣，即與其說是一個具有IDFT支的頻率的正弦波，倒不如說它看上去象是在每個分界處被進行了相位調(diào)制。
這個問題是由交迭省去的操作發(fā)生時從IDFT來的、沒有相位連續(xù)性的相鄰塊所引起的。同樣的分析可用于任何百分比的交迭。以25％交迭為例，4分之3的情況中將表現(xiàn)出相位連續(xù)性問題。因而頻率濾波器的中心支只能被放置在從FFT算法出來的每4個支中的第4個支。
概要本發(fā)明試圖增強上述修正快速卷積算法，以提高算法的靈活性。在本發(fā)明的一個示范性的實施方案中，一個塊補償器被插入信道化器/解信道化器的處理鏈中。塊補償器校正與修正快速卷積算法相關(guān)的相位連續(xù)性問題，由此允許濾波器的放置不受限制。作為結(jié)果，修正快速卷積算法的靈活性被提高，而只少量地增加了計算方面的要求。
在另一個示范的實施方案中，通過結(jié)合頻域中的頻移及時域中補償?shù)念l移來校正相位連續(xù)性問題。該方法也將提供相位的連續(xù)性，而與交迭的百分比無關(guān)。
附圖簡述從下面參照附圖的優(yōu)選實施方案的描述中，以上本發(fā)明的目的及特征將更加明顯，其中圖1說明傳統(tǒng)的發(fā)射機和接收機；圖2說明傳統(tǒng)的IQ-解調(diào)數(shù)字接收機；
圖3說明傳統(tǒng)的抽取濾波器組；圖4A說明應用于信道化器的修正快速卷積算法；圖4B說明應用于解信道化器的修正快速卷積算法；圖5說明η％交迭塊發(fā)生器；圖6說明η％交迭塊組合器；圖7說明當IDFT的DC支是所選的FFT支的第NIDFT/2支時的IDFT的DC支；圖8說明把IDFT的中心支放置到FFT的一個偶數(shù)支的結(jié)果；圖9說明把IDFT的中心支放置到FFT的一個奇數(shù)支的結(jié)果；圖10說明按照本發(fā)明的一個方面，應用于信道化器的修正快速卷積算法；圖11說明按照本發(fā)明的另一個方面，應用于信道化器的修正快速卷積算法；圖12說明本發(fā)明的頻率循環(huán)移動操作；以及圖13說明本發(fā)明的頻率補償操作。
詳述圖10說明了按照本發(fā)明實施方案的一個示范性的信道化器。在圖10中，數(shù)據(jù)流1010輸入η％交迭塊發(fā)生器1020。η％交迭塊發(fā)生器1020的處理取決于交迭百分比的量、FFT的大小以及交迭的類型，即交迭/相加或交迭/省去。對交迭/相加而言，數(shù)據(jù)流被切成長度為NFFT*(1-η)的非交迭部分并填充NFFT*η個零以形成單個塊。在交迭省去的情形中，數(shù)據(jù)被切成長度為NFFT的塊，這些塊與前面給出的塊有長度為NFFT*η的交迭。
所述塊只包括實數(shù)據(jù)，因而可用許多不同的方式由乘法器1030相乘以形成用作FFT 1040輸入的復信號。盡管乘法器的階段不是必需的，但本領域技術(shù)人員會理解它提高了FFT算法的效率。
然后在方框1040中完成FFT算法。本領域技術(shù)人員會理解方框1040中FFT的結(jié)構(gòu)可采用多種形式；例如，這類高速計算的一種有效的實現(xiàn)方式采用2的冪，因而適于FFT的流水線結(jié)構(gòu)。作為FFT處理的結(jié)果，F(xiàn)FT 1040的輸出未按正確的順序排序。因而，支選擇及抽取方框1050必須通過重新對輸出序列排序并只選擇所需的支的方式來補償這一點。所需支的數(shù)目取決于濾波器系數(shù)1070的數(shù)目。選擇及抽取支方框1050從來自FFT的輸出(即Z(k)，其中Z(k)＝A(k)+jB(k))的所選的支中抽取兩個實際的結(jié)果，X(k)和Y(k)。
抽取算法將取決于FFT之前所采用的乘法技術(shù)。例如，對于50％交迭相加，第二個序列Y(n)已被循環(huán)移動了NFFT/2個點以保存在存儲器中。因此，為了抽取出正確的X(k)和Y(k)，需要實現(xiàn)下列等式X(k)=A(k)+A(N-k)2+jB(k)-B(N-k)2]]>Y(k)=(B(k)-B(N-k)2+jA(k)-A(N-k)2)×(-1)k]]>而對于25％交迭，第二個序列Y(n)已被循環(huán)移動了NFFT/4個點以保存在存儲器中。因此，為了抽取出正確的X(k)和Y(k)，需要實現(xiàn)下列等式X(k)=A(k)+A(N-k)2+jB(k)-B(N-k)2]]>Y(k)=(B(k)+B(N-k)2+jA(k)-A(N-k)2)×(j)k]]>現(xiàn)在X和Y塊被按照與它們相乘時相同的順序排列。然后該塊被乘法器1060乘以濾波器頻率系數(shù)1070。系數(shù)1070的數(shù)目被選擇為小于FFT的長度。然后對前面乘法的結(jié)果完成離散傅立葉反變換(反DFT或IDFT 1080)。因為它不是關(guān)鍵操作，所以IDFT的大小NIDFT不必是2的冪。
然后該塊被插入η％交迭塊組合器1090中。組合操作取決于塊的交迭百分比以及采用的是交迭/相加或交迭/省去。對于交迭省去或交迭相加，該塊與前面的塊的交迭長度等于NIDFT×η。對于交迭相加，塊的交迭部分被加到前面的塊的相應交迭部分，而對于交迭省去，塊的交迭部分被簡單地丟棄。對于交迭省去和交迭相加，兩者對塊的非交迭部分都沒有執(zhí)行操作。
按照本發(fā)明的示范性的實施方案，為了補償與常規(guī)的修正快速卷積算法相關(guān)的相位連續(xù)性問題，提供了一種塊補償器1035。塊補償器1035通過用連續(xù)的塊乘以補償常數(shù)來糾正頻域中支的塊的相位。補償常數(shù)在連續(xù)的塊之間可以變化也可以不變。
下面的例子說明，對于不同的交迭百分比，為了糾正FFT輸出塊的相位所需的塊補償。表4說明當采用50％交迭時所需的補償值。
表4
從表4中顯而易見，當中心支是一偶數(shù)支時，所有的塊都將乘以1。當中心支是一奇數(shù)支時，連續(xù)的塊將被乘以1，-1，1，-1，等等。因此，本領域技術(shù)人員將理解，為了克服50％交迭的相位連續(xù)性問題所需的乘法是微不足道的(即塊將被乘以或者全1或者交替的1和-1)。
表5說明當采用25％交迭時所實現(xiàn)的塊補償。
表5
當交迭百分比是25％時，有4個不同的補償序列，塊可以乘以這些序列。例如，當模4為1時，連續(xù)的塊被乘以補償常數(shù)1。當模4為2時，連續(xù)的塊被乘以1，j(即虛分量)，-1，-j，1，j，等等。與50％交迭相同，25％所需的乘法是微不足道的。
表6說明η％交迭的一般情況，其中1/η＝整數(shù)。
表6
從圖10中顯而易見，補償可以在信道化器的不同位置執(zhí)行。然而，只有其中的一個位置(如圖10中所示)被選擇。該位置被優(yōu)選在有最低計算量的點；因而，最好的位置是那些FFT 1040之后的位置。塊補償器可以被放在FFT 1040之前，但由于FFT 1040之前有大尺寸的塊，這可能不那么好。
圖11說明按照本發(fā)明的另一實施方案的、應用于信道化器的修正快速卷積算法。在圖11中，按照類似于參照圖10所描述的方式，數(shù)據(jù)流1010被η％交迭塊發(fā)生器1020、乘法器1030、FFT 1040、選擇支方框1050及乘法器1060所處理。然而，按照本實施方案，從乘法器1060出來的、被乘過的支被輸入頻移器1110。在那里，塊在頻域中進行頻率變換。該頻率變換是通過循環(huán)移動數(shù)據(jù)支的塊來完成的，循環(huán)移動的量為FFT_BINcenterMOD 1/η。圖12說明循環(huán)移動數(shù)據(jù)塊2個數(shù)據(jù)支的過程。如上所述，循環(huán)移動的量為FFT_BINcenterMOD 1/η支在η％交迭塊組合器1090的交迭/相加或交迭/省去操作之后，需要時域中的一個補償頻率以去除或部分去除由頻域中的循環(huán)移動所產(chǎn)生的頻率偏移。該頻率補償由圖11中的頻率補償器1120執(zhí)行。正如本領域技術(shù)人員將會理解的那樣，時頻中的頻率補償可以用如圖14中所述的復乘法器來實現(xiàn)。在一般情況下，其中時域中的頻率補償應當補償由頻域中的循環(huán)移動所產(chǎn)生的頻率偏移，頻率變換需要乘以頻率fcomp＝(FFT_BINcenterMOD 1/η)/NIDFT支顯而易見，按照該實施方案的乘法運算不象上述第一個實施方案中描述的那么微不足道。然而，復乘法器可能已是結(jié)構(gòu)的一部分，因此可能不需要額外的計算成本。
盡管參照信道化器描述了上述實施方案，本領域技術(shù)人員將會理解本發(fā)明可以同樣好地應用于解信道化器。
作為本發(fā)明的結(jié)果，修正快速卷積算法能夠讓頻率濾波器系數(shù)以任何FFT的輸出支為中心。去除與常規(guī)修正快速卷積算法相關(guān)的濾波器放置的限制會增加結(jié)構(gòu)的靈活性，并且避免了為補償其它情況下可能發(fā)生的副作用而增加的額外的信號處理。本發(fā)明提高了修正快速卷積算法的靈活性，而只少量地增加了計算的要求。該算法是非常適合于支持多標準的、在任一時刻有多個信道被激活的無線電通信系統(tǒng)中的數(shù)字信道化器和解信道化器的技術(shù)。
以上描述了本發(fā)明的原理、優(yōu)選實施方案以及操作模式。然而，本發(fā)明不應被解釋為被局限于上面討論的特定的實施方案。因此，上述實施方案應被認為是說明性的而非限制性的，應該理解，在不離開下列權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的范圍的情況下，本領域技術(shù)人員可以對那些實施方案中進行改動。
權(quán)利要求
1.一種用于增強應用于信道化器的修正快速卷積算法的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括用于把收到的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成塊的η％交迭塊發(fā)生器；用于對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換以形成支的裝置；選擇并抽取支的裝置；用于用所選支乘以頻率濾波器系數(shù)的乘法器；執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換的裝置；η％交迭塊組合器；以及用于將上述信道化器中的數(shù)據(jù)乘以補償常數(shù)的塊補償器。
2.權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其中上述塊補償器被直接放置在上述乘法器、上述選擇及抽取裝置、上述乘法器及上述執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換的裝置的其中一個的后面。
3.權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其中上述塊補償器用上述補償常數(shù)乘以上述頻率濾波器系數(shù)。
4.權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其中上述補償常數(shù)的值取決于η％交迭塊發(fā)生器的交迭百分比。
5.權(quán)利要求4的系統(tǒng)，其中上述值取決于定義的中心支。
6.一種用于增強應用于信道化器的修正快速卷積算法的方法，該方法包括步驟用η％交迭塊發(fā)生器處理收到的數(shù)據(jù)流以便形成數(shù)據(jù)塊；用NDFT點離散傅立葉變換處理數(shù)據(jù)塊以形成支；從上述NDFT點離散傅立葉變換的輸出中選擇并抽取支；用已被選擇并抽取的支乘以頻率濾波器系數(shù)以形成數(shù)據(jù)點；對數(shù)據(jù)點執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換；用η％交迭塊組合器處理上述NIDFT點離散傅立葉反變換的輸出以形成數(shù)字數(shù)據(jù)流；以及用上述信道化器中的特定數(shù)據(jù)乘以補償常數(shù)。
7.權(quán)利要求6的方法，其中上述補償常數(shù)的值取決于上述η％交迭塊發(fā)生器所采用的交迭百分比。
8.權(quán)利要求7的方法，其中上述值取決于定義的中心支。
9.權(quán)利要求6的方法，其中上述的特定數(shù)據(jù)是上述數(shù)據(jù)的塊、上述選擇及抽取步驟的輸出、頻率濾波器系數(shù)、數(shù)據(jù)點或上述數(shù)字數(shù)據(jù)流。
10.一種用于增強應用于信道化器的修正快速卷積算法的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括用于把收到的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成塊的η％交迭塊發(fā)生器；用于對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換以形成支的裝置；選擇并抽取支的裝置；用于用被選擇和抽取的支乘以頻率濾波器系數(shù)并輸出被乘過的支的乘法器；用于在頻域中頻移被乘過的支的裝置；用于對上述被頻移的支執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換并輸出結(jié)果的裝置；用于對上述結(jié)果執(zhí)行交迭/省去或交迭/相加操作的交迭塊組合器，以及用于在時域中頻移η％交迭塊組合器的輸出的裝置。
11.權(quán)利要求10的系統(tǒng)，其中上述用于頻域中頻移的裝置是對上述被乘過的支執(zhí)行循環(huán)移動的循環(huán)移動裝置。
12.權(quán)利要求11的系統(tǒng)，其中上述循環(huán)移動的值取決于上述η％交迭塊發(fā)生器的交迭百分比。
13.權(quán)利要求12的系統(tǒng)，其中上述值取決于定義的中心支。
14.權(quán)利要求12的系統(tǒng)，其中上述用于在時域中頻移的裝置是執(zhí)行頻率變換的復乘法器。
15.權(quán)利要求14的系統(tǒng)，其中上述頻率變換的值與上述循環(huán)移動的值相等和相反。
16.一種用于增強信道化器中塊的相位連續(xù)性的方法，該方法包括用η％交迭塊發(fā)生器轉(zhuǎn)換收到的數(shù)據(jù)流以形成塊；對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換以形成支；選擇一系列支；用所選的支乘以頻率濾波器系數(shù)以形成數(shù)據(jù)點；在頻域中頻移上述數(shù)據(jù)點；對上述循環(huán)移動過的數(shù)據(jù)點執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換；用η％交迭塊組合器對上述NIDFT點離散傅立葉反變換輸出的數(shù)據(jù)進行處理以形成數(shù)字數(shù)據(jù)流；以及在時域中頻移從上述η％交迭塊組合器輸出的數(shù)字數(shù)據(jù)流。
17.權(quán)利要求16的方法，其中頻域中頻移的步驟是由循環(huán)移動上述數(shù)據(jù)點來完成的。
18.權(quán)利要求17的方法，其中上述循環(huán)移動的值取決于η％交迭塊發(fā)生器的交迭百分比。
19.權(quán)利要求18的方法，其中上述循環(huán)移動的值取決于定義的中心支。
20.權(quán)利要求18的方法，其中時域中頻率變換的步驟由復乘法完成。
21.權(quán)利要求20的方法，其中上述復乘法的值與上述循環(huán)移動的值相等和相反。
22.一種用于增強應用于解信道化器的修正快速卷積算法的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括用于把數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成塊的η％交迭塊發(fā)生器；對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換的裝置；用支乘以頻率濾波器系數(shù)的乘法器；將被乘過的支插入NIDFT點離散傅立葉反變換的裝置；執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換的裝置；η％交迭塊組合器；以及用于用上述解信道化器中的數(shù)據(jù)乘以補償常數(shù)的塊補償器。
23.權(quán)利要求22的系統(tǒng)，其中上述塊補償器被直接放置在上述η％交迭塊發(fā)生器、上述執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換的裝置、上述乘法器和上述執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換的裝置的其中一個的后面。
24.權(quán)利要求22的系統(tǒng)，其中上述塊補償器用上述補償常數(shù)乘以上述頻率濾波器系數(shù)。
25.權(quán)利要求22的系統(tǒng)，其中上述補償常數(shù)的值取決于η％交迭塊發(fā)生器的交迭百分比。
26.權(quán)利要求25的系統(tǒng)，其中上述值取決于定義的中心支。
27.一種用于增強應用于解信道化器的修正快速卷積算法的方法，該方法包括步驟用η％交迭塊發(fā)生器處理數(shù)據(jù)流以產(chǎn)生塊；對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換以產(chǎn)生支；用上述支乘以頻率濾波器系數(shù)；把上述被乘過的支插入NIDFT點離散傅立葉反變換單元；執(zhí)行NDFT點離散傅立葉反變換；以及用η％交迭塊組合器處理上述NIDFT點離散傅立葉反變換的輸出；以及用上述解信道化器中的數(shù)據(jù)乘以補償常數(shù)。
28.權(quán)利要求27的方法，其中上述補償常數(shù)的值取決于上述η％交迭塊發(fā)生器所采用交迭的百分比。
29.權(quán)利要求28的方法，其中上述值取決于定義的中心支。
30.權(quán)利要求27的方法，其中上述數(shù)據(jù)是上述塊，上述支，上述頻率濾波器系數(shù)，上述被乘過的支或上述輸出。
31.一種用于增強應用于解信道化器的修正快速卷積算法的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括在時域中頻移數(shù)據(jù)流的裝置；用于把頻移過的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成塊的η％交迭塊發(fā)生器；對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉變換以形成支的裝置；在頻域中頻移上述支的裝置；用上述頻移過的支乘以頻率濾波器系數(shù)的乘法器；對上述被乘過的支執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換并輸出結(jié)果的裝置，以及用于對上述結(jié)果執(zhí)行交迭/省去或交迭/相加操作的η％交迭塊組合器。
32.權(quán)利要求31的系統(tǒng)，其中上述用于在頻域中頻移的裝置是對上述被乘過的支執(zhí)行循環(huán)移動的循環(huán)移動裝置。
33.權(quán)利要求32的系統(tǒng)，其中上述循環(huán)移動的值決于η％交迭塊發(fā)生器的交迭百分比。
34.權(quán)利要求33的系統(tǒng)，其中上述值取決于定義的中心支。
35.權(quán)利要求33的系統(tǒng)，其中復乘法器執(zhí)行頻率變換操作。
36.權(quán)利要求35的系統(tǒng)，其中上述頻率變換的值與上述循環(huán)移動的值相等和相反。
37.一種增強應用于解信道化器的修正快速卷積算法的方法，上述方法包括步驟在時域中頻移數(shù)字數(shù)據(jù)流；把頻移后的數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換成塊；以及對上述塊執(zhí)行NDFT點離散傅立葉以形成支；在頻域中頻移上述支；用上述頻移后的支乘以頻率濾波器系數(shù)；對上述被乘過的支執(zhí)行NIDFT點離散傅立葉反變換并輸出結(jié)果；以及對上述結(jié)果執(zhí)行交迭/省去或交迭/相加操作。
38.權(quán)利要求37的方法，其中上述在頻域中執(zhí)行頻移的步驟是由循環(huán)移動上述被乘過的支來實現(xiàn)的。
39.權(quán)利要求38的方法，其中上述循環(huán)移動的值決于η％交迭塊發(fā)生器的交迭百分比。
40.權(quán)利要求39的方法，其中上述值取決于定義的中心支。
41.權(quán)利要求39的方法，其中在時域中進行頻率變換的步驟由頻率循環(huán)移動操作完成。
42.權(quán)利要求41的方法，其中上述頻率變換的值與上述循環(huán)移動的值相等和相反。
全文摘要
本發(fā)明提高了修正快速卷積算法的靈活性。在本發(fā)明的第一示范性的實施方案中,一個塊補償器被插入信道化器/解信道化器的處理鏈中,用于使處理鏈中的數(shù)據(jù)乘以補償常數(shù)。該塊補償器校正與修正快速卷積算法相關(guān)的相位連續(xù)性問題,由此允許濾波器的放置不受限制。在第二示范性的實施方案中,通過結(jié)合頻域中的頻移及時域中補償?shù)念l移來校正相位連續(xù)性問題。這兩種技術(shù)都提高了修正快速卷積算法的靈活性,而只少量地增加了計算方面的要求。
文檔編號H04L5/06GK1357173SQ9981344
公開日2002年7月3日 申請日期1999年9月17日 優(yōu)先權(quán)日1998年9月18日
發(fā)明者S·萊永杰姆, R·赫爾貝里 申請人:艾利森電話股份有限公司