es[C].TheSecondInternationalConferenceonCommunications,Compu tation,NetworksandTechnologies,pp:1-6,2013.
[0046] 圖6是本發(fā)明在多徑衰落信道下不同F(xiàn)FT長度的時(shí)間同步正確概率比較圖。圖中， 橫坐標(biāo)表示信噪比（SNR)，縱坐標(biāo)表示時(shí)間同步正確概率，由圖看出，F(xiàn)FT長度越長，時(shí)間同 步性能越好。
[0047] 圖7是本發(fā)明在多徑衰落信道下頻偏估計(jì)均方誤差比較圖。圖中，橫坐標(biāo)表 示信噪比（SNR)，縱坐標(biāo)表示頻偏估計(jì)均方誤差（MSE)，XiaoChi等人提出一種改進(jìn)的 載波頻率同步方法，該方法是假設(shè)具有精確的時(shí)間同步的條件下進(jìn)行，在接收端采用短 序列相關(guān)獲取整數(shù)頻偏估計(jì)，長序列相關(guān)獲取小數(shù)頻偏估計(jì)，由圖看出，改進(jìn)算法的頻 偏估計(jì)均方誤差性能更優(yōu)于文獻(xiàn)[幻。對(duì)比文獻(xiàn)：[2]XiaoChi，YinChangchuan，Huang Hai,PengDuan，MaYan.Animprovedcarrierfrequencysynchronizationalgorithm withspatialdiversityMIM0-0FDMsystem[C]?Proceedingsofthe2ndIEEE InternationalConferenceonBroadbandNetwork&MultimediaTechnology. Beijing:IEEE, 2009:628-631.
【具體實(shí)施方式】
[0048] 下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明專利做進(jìn)一步詳細(xì)說明
[0049] 圖1是本發(fā)明具有NT根發(fā)射天線和NR根接收天線的MM0-0FDM系統(tǒng)基本原理框 圖。該系統(tǒng)基本原理框圖主要是由發(fā)射機(jī)和接收機(jī)組成，在發(fā)射機(jī)端，主要包括的模塊有 數(shù)據(jù)比特流模塊101，調(diào)制模塊（MPSK) 102、空時(shí)編碼模塊103、傅里葉逆變換（IFFT)模塊 104、并串變換模塊105、插入訓(xùn)練序列模塊106、插入保護(hù)間隔模塊107和數(shù)模轉(zhuǎn)換（D/A) 模塊108。在接收機(jī)端，主要包括的模塊有模數(shù)轉(zhuǎn)換（A/D)模塊109、同步和信道估計(jì)模塊 110、去除保護(hù)間隔模塊111、串并變換模塊112、傅里葉變換（FFT)模塊113,空時(shí)解碼模塊 114,解調(diào)（MPSK)模塊115,數(shù)據(jù)比特流模塊116。
[0050] 圖2是本發(fā)明新ZCZ序列結(jié)構(gòu)框圖，將基于四相正交ZCZ序列構(gòu)造的新訓(xùn)練序列 插入到一個(gè)完整的0FDM符號(hào)之前。
[0051] 圖3是本發(fā)明基于四相正交ZCZ序列構(gòu)造的訓(xùn)練序列示意圖，設(shè)計(jì)基于四相正交 ZCZ序列的訓(xùn)練序列構(gòu)造方法：301首先是采用現(xiàn)有的四相正交ZCZ序列，302將四相正交 ZCZ序列經(jīng)過IFFT變換，得到Cl (n)，303將Cl (n)和c1+1 (n)序列重復(fù)L/2次分別構(gòu)造成長 度為N/8序列Cl' (n)和c1+1' (n)，隨后將其兩個(gè)序列組成長度為N/4的序列 Pl (n)，304 將序列Pi (n)經(jīng)過共輒特性構(gòu)造序列Si (n)，305將序列Pi (n)和Si (n)組合，并重復(fù)一次構(gòu) 造出長度為N的新訓(xùn)練序列h (n)。
[0052] 圖4是本發(fā)明低信噪比ZCZ序列及互模糊函數(shù)分布式祖M0-0FDM系統(tǒng)同步新算法 流程圖，401是接收信號(hào)，402建立數(shù)據(jù)信號(hào)與訓(xùn)練序列的互模糊函數(shù)，403通過模糊函數(shù)在 原點(diǎn)有最大值，判斷精確的定時(shí)同步位置，404頻偏估計(jì)，405頻偏補(bǔ)償，406利用循環(huán)前綴 進(jìn)行剩余頻偏估計(jì)。
[0053] 圖5是本發(fā)明在多徑衰落信道下時(shí)間同步正確概率比較圖，本發(fā)明的主要仿真參 數(shù)設(shè)置：發(fā)射天線數(shù)目NT= 2,接收天線數(shù)目N R= 2,調(diào)制方式MPSK，F(xiàn)FT/IFFT長度為L FFT =1024&512&256,循環(huán)前綴的長度為LeP= LFFT/4,兩個(gè)發(fā)射天線對(duì)之間的時(shí)間延遲分別是 0和5 y s，頻偏設(shè)置e = 0. 35和e = 1. 35,多徑衰落信道仿真環(huán)境選擇是在7徑瑞利衰 落信道下進(jìn)行仿真，且隨著天線之間時(shí)間延遲的不斷增大，則各徑功率是服從負(fù)指數(shù)衰減 的規(guī)律。以下的仿真結(jié)果均在基于10 〇〇〇次蒙特卡羅條件下進(jìn)行。在SNR =-10時(shí)，時(shí)間 同步正確概率接近100%，而對(duì)比文獻(xiàn)[1]只能達(dá)到接近94%，本發(fā)明提出的時(shí)間同步算法 性能更優(yōu)。
[0054] 圖6是本發(fā)明在多徑衰落信道下不同F(xiàn)FT長度的時(shí)間同步正確概率比較圖，本發(fā) 明的主要仿真參數(shù)設(shè)置：發(fā)射天線數(shù)目N T= 2,接收天線數(shù)目NR= 2,調(diào)制方式MPSK，F(xiàn)FT/ IFFT長度為LFFT= 1024&512&256,循環(huán)前綴的長度為LeP= LFFT/4,兩個(gè)發(fā)射天線對(duì)之間的 時(shí)間延遲分別是0和5 ixs，頻偏設(shè)置e =0.35和e =1.35,多徑衰落信道仿真環(huán)境選擇 是在7徑瑞利衰落信道下進(jìn)行仿真，且隨著天線之間時(shí)間延遲的不斷增大，則各徑功率是 服從負(fù)指數(shù)衰減的規(guī)律。以下的仿真結(jié)果均在基于10 〇〇〇次蒙特卡羅條件下進(jìn)行。由圖 看出，當(dāng)SNR = -10dB時(shí)，F(xiàn)FT = 256,時(shí)間同步正確概率約為40%，F(xiàn)FT = 512,時(shí)間同步正 確概率約為70%，F(xiàn)FT = 1024,時(shí)間同步正確概率約為100%。由此得出結(jié)論，F(xiàn)FT長度取 值不同，則會(huì)影響時(shí)間同步正確概率性能，F(xiàn)FT長度取值越長，時(shí)間同步正確概率性能增強(qiáng)。
[0055] 圖7是本發(fā)明在多徑衰落信道下頻偏估計(jì)均方誤差比較圖，本發(fā)明的主要仿真參 數(shù)設(shè)置：發(fā)射天線數(shù)目NT= 2,接收天線數(shù)目N R= 2,調(diào)制方式MPSK，F(xiàn)FT/IFFT長度為L FFT =1024&512&256,循環(huán)前綴的長度為LeP= LFFT/4,兩個(gè)發(fā)射天線對(duì)之間的時(shí)間延遲分別是0 和5 y s，頻偏設(shè)置e = 0. 35和e = 1. 35,多徑衰落信道仿真環(huán)境選擇是在7徑瑞利衰落 信道下進(jìn)行仿真，且隨著天線之間時(shí)間延遲的不斷增大，則各徑功率是服從負(fù)指數(shù)衰減的 規(guī)律。以下的仿真結(jié)果均在基于10 〇〇〇次蒙特卡羅條件下進(jìn)行。由圖看出，當(dāng)SNR =-10， 頻偏估計(jì)均方誤差達(dá)到10 3,而對(duì)比文獻(xiàn)[2]的頻偏估計(jì)均方誤差達(dá)到10 2,在低信噪比條 件下，本發(fā)明提出的同步算法頻偏估計(jì)誤差更低，因此，本發(fā)明提出的頻率同步算法性能更 優(yōu)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種低信噪比ZCZ序列及互模糊函數(shù)的分布式MMO-OFDM系統(tǒng)同步新方法，其特征 在于： 該系統(tǒng)的天線設(shè)置Nt個(gè)發(fā)射天線和N R個(gè)接收天線，其具體步驟如下： 步驟1 :采用現(xiàn)有的四相正交序列的ZCZ序列，其一個(gè)四相ZCZ序列集（L，U，T) = (16， 4,4)是由四相互補(bǔ)序列對(duì)的方法產(chǎn)生，L為序列的長度，U為序列的數(shù)目，T為零相關(guān)區(qū)的 寬度，其四相正交序列可以表示為： C0= [I I I I I j -I -j 1-11-11 -j -I j]； C1= [I j -I -j I -I I -I I -j -I j I I I I 1]； C2= [I -I I -I I -j -I j I I I I I j -I -j]; C3= [I -j -I j I I I I I j -I -j I -I I -1]； 其中，正交序列(^是C。循環(huán)左移4個(gè)位置得到，C 2是C ^盾環(huán)左移4個(gè)位置得到，C 3是 CJf環(huán)左移4個(gè)位置得到； 步驟2 :利用上述四相正交的序列經(jīng)過IFFT變換將頻域序列轉(zhuǎn)換為時(shí)域序列，其可以 表示為： C1 (n) = IFFT (C1 (η)), 0 ^ i ^ 3 (I) 步驟3 :N為子載波數(shù)，將該四相正交的短序列C1 (η)和c1+1 (η)重復(fù)L/2次分別構(gòu)造成 長度為N/8序列C1' (η)和c1+1' (η)，隨后將其兩個(gè)序列組成長度為N/4的序列pjn)，其 可以表示為：步驟3 :將序列P1 (η)經(jīng)過共輒特性構(gòu)造序列S1 (η)，其可以表示為： Si (n) = Pi*(n+N/4) (3) 步驟4 :將序列P1 (η)和序列S1 (η)組合，并重復(fù)一次構(gòu)造訓(xùn)練序列h (η); 步驟5 :基于新訓(xùn)練序列的互模糊函數(shù)可獲取定時(shí)同步信息，其具體表達(dá)式如下：式中，r, (·)表示接收端第j根天線上的數(shù)據(jù)信號(hào)，<(·)是第i根發(fā)射天線上的訓(xùn)練序 列； 步驟6 :由于模糊函數(shù)在原點(diǎn)有極大值，因此，其同步精確定時(shí)偏移估計(jì)位置為：式中，4/表示定時(shí)偏移估計(jì)值； 步驟7 :利用接收信號(hào)相關(guān)獲取頻率偏移估計(jì)值，其頻率偏移估計(jì)函數(shù)可以表示為：式中，D為OFDM符號(hào)長度與訓(xùn)練序列重復(fù)式樣的長度之比取整數(shù)，則頻率偏移估計(jì)范 圍是1? |Si)/2，由此可知，頻偏估計(jì)范圍會(huì)因 D的取值增大而增大； 步驟8 :為了進(jìn)一步提高頻偏估計(jì)性能，在估計(jì)出頻率偏移后，對(duì)已估計(jì)的頻率偏移進(jìn) 行補(bǔ)償，其可以表示為：步驟9 :利用循環(huán)前綴再估計(jì)一次頻率偏移，其可以有效的提高頻偏估計(jì)性能，其具體 公式可以表示為：步驟10 :頻率同步的偏移估計(jì)值是：式中，#表示總的頻偏估計(jì)值。
【專利摘要】本發(fā)明是一種低信噪比ZCZ序列及互模糊函數(shù)的分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)同步新方法，其特征在于：針對(duì)在低信噪比條件下分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)同步性能不理想等特點(diǎn)，本發(fā)明提出一種低信噪比ZCZ序列及互模糊函數(shù)的分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)同步新方法。該方法首先構(gòu)造四相正交ZCZ序列及其周期延拓構(gòu)造共軛對(duì)稱的新訓(xùn)練序列，其次，在接收端建立數(shù)據(jù)信號(hào)和新訓(xùn)練序列的互模糊函數(shù)，獲取精確的時(shí)間同步和頻偏估計(jì)。理論分析及仿真表明：在-10dB信噪比下，與同類同步方法相比，該方法性能更優(yōu)。
【IPC分類】H04L27/26, H04L7/00, H04L1/00
【公開號(hào)】CN105187186
【申請(qǐng)?zhí)枴緾N201510353560
【發(fā)明人】羅仁澤, 楊嬌, 劉志平, 蔣鵬, 陸存, 胡帥男, 張耀, 郭俊, 曹文昌
【申請(qǐng)人】西南石油大學(xué)
【公開日】2015年12月23日
【申請(qǐng)日】2015年6月25日