加權分數(shù)傅里葉變換域擴頻信號串行干擾消除差錯修正方法
【技術領域】
[0001 ]本發(fā)明設及無線通信領域。
【背景技術】
[0002] 近期，一種基于加權分數(shù)傅立葉變換(WFRFT)的混合載波化C)系統(tǒng)被提出，該系統(tǒng) 可W融合單載波與多載波系統(tǒng)特性，并且對時頻干擾信道有著更好的適應性(文獻1:2010 年6月，梅林、沙學軍、張乃通公開的《TheApproachtoCarrierSchemeConvergence Basedon4-WeightedFractionalFourierTransform》）。
[0003] 與此同時，碼分多址(CDMA)技術是一個有效的多址和抗多徑干擾技術。因此，為了 利用二者的優(yōu)勢，將混合載波技術與碼分多址技術相結合使用的HC-CDMA系統(tǒng)被提出（文獻 2:沙學軍、邱昕、梅林、王礙、房宵杰于2011年公開的《一種混合載波CDMA傳輸系統(tǒng)》;文獻3: 邱昕、沙學軍、梅林于2012年公開的《Hybrid(AirierSpreadSpechumSystemBasedon 4-Wei曲tedRractionalFourierTransform》；文獻4:邱昕、沙學軍、梅林于2011年公開的《PerformanceofhybridcarrierDSCDMAcommunicationsystem》）；該系統(tǒng)會長旬多畐蟲合 單載波CDMA和多載波CDMA,還能在頻選信道和單頻干擾信道下取得較好的誤碼性能。
[0004] 然而，由于CDMA是非正交多址(NOMA)方案，不可避免的會帶來多址干擾(MAI)。目 前，使用串行干擾消除（SIC)方法(文獻5:化OY，LeeJH于1998年公開的《AnalysisOfan adaptiveSICforne曰r-f曰rresistantDS-CDMA》；文南犬6:LibertiJrJC,MoshaviS, ZablockyPG于2014年公開的《Successiveinterferencecancellation》）來消除多址干 擾已經(jīng)較為普遍。但是，HC-CDMA系統(tǒng)的接收端是使用傳統(tǒng)的CDMA解調方法，對使用SIC來進 行f目息解調的方法未做考慮。

【發(fā)明內容】

[0005] 本發(fā)明是了解決無線系統(tǒng)接收端中使用的SIC方法帶來誤碼擴散，W及影響下一 級信息解調的問題，從而提供一種加權分數(shù)傅里葉變換域擴頻信號串行干擾消除差錯修正 方法。
[0006] 加權分數(shù)傅里葉變換域擴頻信號串行干擾消除差錯修正方法，
[0007] 在發(fā)送端:首先將N個基帶映射信號分為一組[bl，b2，…bN]，使用同一時頻資源進 行傳輸;N為正整數(shù)；
[0008] 將基帶映射信號視為a階加權分數(shù)傅立葉變換域上的數(shù)據(jù)，對第k個基帶映射信號 采用長度為M的序列Ck進行序列擴展/擴頻處理；
[0009] 其中Ck表示擴頻碼，k表示要發(fā)送的基帶映射信號序號，ke[l，N];M為整數(shù)；
[0010] N個經(jīng)過擴展后的長度為M的離散數(shù)據(jù)符號經(jīng)過-a階加權分數(shù)傅立葉變換后得到 時域信號；
[0011] 然后對變換后的數(shù)據(jù)進行加循環(huán)前綴、D/A轉換處理后發(fā)出；
[0012] 在接收端，獲取該N個擴展信號到達接收端時的功率大小，并且根據(jù)功率降序對其 進行依次解調；
[0013] 對疊加的N個擴展后的數(shù)據(jù)符號進行接收，經(jīng)A/D轉換、去循環(huán)前綴處理后，得到接 收信號序列ri，序列長度為M;其中：i是將要解調出的基帶映射信號序號，1￡[1，則；1的初 始值為1;
[0014] 對接收信號序列ri進行串行干擾消除差錯修正的方法，由W下步驟實現(xiàn)：
[001引步驟一、對接收信號序列ri根據(jù)公式：
[0016] Ei-I=IIril|2
[0017] 獲得符號能量積累結果Ei-I,并將該符號能量積累結果Ei-I存入符號能量判決模 塊；
[0018] 步驟二、對接收信號序列ri進行匹配濾波和解星座映射判決，獲得第i個基帶映射 信號判決結果A;
[0019] 步驟=、對步驟二獲得的判決結果I進行信號重構，獲得重構信號
[0020] 步驟四、將接收端經(jīng)過延遲后收到的信號序列ri與步驟S獲得的重構信號相 減，得到信號序列rw，并根據(jù)公式：
[0021] Ei=MrwM2
[0022] 獲得符號能量積累結果Ei,并將該符號能量積累結果Ei存入符號能量判決模塊；
[0023] 步驟五、在符號能量判決模塊中對Ei-I和Ei進行比較，如果Ei-I含Ei,則執(zhí)行步驟屯； 如果Ei-KEi，則執(zhí)行步驟六；
[0024] 步驟六、對步驟二中解星座映射判決得到的^進行取反，作為新的^值，并返回執(zhí) 行步驟
[0025] 步驟屯、判斷i的值是否小于N，如果判斷結果為是，則令i加1，并返回執(zhí)行步驟二； 如果判斷結果為否，則結束。
[0026] 步驟二中，對接收信號序列ri進行匹配濾波是采用匹配濾波模塊實現(xiàn)的；所述匹 配濾波模塊是由a階WFRFT和長度為M的解序列擴展模塊組合而成的;a為實數(shù)。
[0027] 步驟=中，對步驟二獲得的判決結果進行信號重構是采用再生重構模塊實現(xiàn)的， 所述再生重構模塊是由長度為M的序列擴展模塊和-a階WFRFT組合而成的。
[0028] 本發(fā)明帶來的有益效果：
[0029] (1)減少SIC帶來的誤碼擴散。
[0030] (2)提高系統(tǒng)的誤碼性能。
【附圖說明】
[0031] 圖1是信號串行干擾消除差錯修正方法與實現(xiàn)結構的原理示意圖；
[0032] 圖2是匹配濾波原理示意圖；
[0033] 圖3是再生重構原理示意圖；
【具體實施方式】
【具體實施方式】 [0034] 一、加權分數(shù)傅里葉變換域擴頻信號串行干擾消除差錯修正方法，
[0035] 本發(fā)明設及到的數(shù)學工具是加權分數(shù)傅立葉變換(WFRFT);
[0036] 本發(fā)明中，離散時間信號Xo(n)的a階4-WFRFT(本發(fā)明中，也稱作WFRFT):
[0037]Y(n)=護[Xo(n)]= ?o(a)Xo(n)+〇i(a)Xi(n)+?2(a)拉(n)+?3(a)X3(n) (I)
[003引其中：[X0(n)，Xi(n)，X2(n)，X3(n)]分別是X〇(n)的0~3次離散傅里葉變換(DiscreteFourierTransform,DFT) ,DFT采用式（2)所示進行計算。
(2)
[0040]使用的加權系數(shù)定義式為：
C3)
[0042]假設4-WFRFT系統(tǒng)使用塊傳輸，Y(n)是一組基帶映射信號經(jīng)過4-WFRFT后的離散時 間信號。
[0043]在發(fā)送端，首先將N個基帶映射信號分為一組[bl，b2，…bN]，使用同一時頻資源進 行傳輸。將基帶映射信號看做a階加權分數(shù)傅立葉變換域上的數(shù)據(jù)，對第k個基帶映射信號 采用長度為M的序列Ck進行序列擴展/擴頻處理，其中Ck表示擴頻碼，k表示要發(fā)送的基帶映 射信號序號，ke[ 1，N] "N個經(jīng)過擴展后的長度為M的離散數(shù)據(jù)符號經(jīng)過-a階加權分數(shù)傅立 葉變換后得到時域信號。然后對變換后的數(shù)據(jù)進行加循環(huán)前綴、D/A轉換等處理后發(fā)出。運 里可W對N個擴展后的離散數(shù)據(jù)分別處理發(fā)送，也可W將N個擴展后的序列對應位疊加后一 起進行處理發(fā)送。
[0044] 在接收端，要解調出運N個基帶映射信號，并且假設已知該N個擴展信號到達接收 端時的功率大小，并且根據(jù)功率降序對其進行依次解調。對疊加的N個擴展后的數(shù)據(jù)符號進 行接收，經(jīng)A/D轉換、去循環(huán)前綴等處理后，得到接收信號序列ri，序列長度為M。下面對接收 端的信號串行干擾消除差錯修正方法步驟進行介紹，其實現(xiàn)結構如圖1所示：
[0045]步驟一、對接收端收到的信號序列ri進行符號能量積累計算，能量積累計算式如 式(4)所示，其中i是將要解調出的基帶映射信號序號，ie[l，N]。在此步驟中i=l，即如式 (5)所示，得到Eo，并將其儲存在符號能量判決模塊中。
[0046] Ei-I=IIriI12 (4)
[0047]Eo=I Inl P (5)
[004引步驟二、接收端收到的信號序列ri經(jīng)過匹配濾波模塊、判決模塊，得到第一個基帶 映射信號判決結果A。其中匹配濾波模塊的內部結構