接收操作時(shí)，期望的信號(hào)被擴(kuò)頻-調(diào) 制兩次，返回初始信號(hào)，而帶內(nèi)干擾被擴(kuò)頻-調(diào)制一次，并從而在整個(gè)完整擴(kuò)頻帶寬中耗盡。
[0025] CDMA直接擴(kuò)頻是常規(guī)直接擴(kuò)頻的適配，其通過(guò)使用相互正交的擴(kuò)頻代碼適應(yīng)多個(gè) 同時(shí)訪問(wèn)。相互正交意指任何擴(kuò)頻代碼在集合中的互相關(guān)性是小的（理想是零）。在理想正 交系統(tǒng)中，正交性不僅意指各信號(hào)之間沒(méi)有混合，而且也意指各信號(hào)之間沒(méi)有干擾。
[0026] 根據(jù)一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例的直接序列擴(kuò)頻復(fù)用曲線圖，在圖2中示出，該圖包括由擴(kuò) 頻無(wú)線數(shù)據(jù)信號(hào)212生成的DSSS代碼信號(hào)214下的單一 DSSS載波的射頻(R巧信號(hào)216。
[0027] 如圖3所示的DSSS接收器，其包括禪接至前端12的天線122。根據(jù)一些實(shí)施例，前端 12可包括禪接至帶通濾波器的放大器。前端12禪接至減法器14,其從前端12的輸出減去反 饋序列。解擴(kuò)器16根據(jù)常規(guī)DSSS技術(shù)解擴(kuò)信號(hào)W恢復(fù)初始符號(hào)。解擴(kuò)16可禪接至相移鍵控 (PSK)或其他消除解映射函數(shù)18。解映射器18的輸出包括傳送給自適應(yīng)濾波器28的誤差矢 量22。噪聲矢量24通過(guò)解擴(kuò)26來(lái)解擴(kuò)(在一個(gè)實(shí)施例中，解擴(kuò)26可與解擴(kuò)16相同）并傳送給 自適應(yīng)濾波器28。噪聲矢量24也可W在沒(méi)有解擴(kuò)的情況下傳送給自適應(yīng)濾波器28。然后，從 通過(guò)前端12恢復(fù)的信號(hào)減去自適應(yīng)濾波器的輸出。
[0028] 解映射器18的輸出也進(jìn)入常規(guī)的后端20,后端20可包括例如進(jìn)一步解碼和誤差檢 查。
[0029] 自適應(yīng)濾波器的系數(shù)或抽頭權(quán)重更新部可通過(guò)誤差信號(hào)的組合來(lái)驅(qū)動(dòng)，所述誤差 信號(hào)包括在此情況下所述的噪音矢量，諸如所述的誤差矢量和要被濾波的信號(hào)。在解擴(kuò)前， 噪聲矢量W碼片速率從收到的信號(hào)濾波和減去，W便保持由于總線噪聲造成的碼片誤差部 分的相關(guān)性。但由于只有可用于驅(qū)動(dòng)的自適應(yīng)濾波器的誤差信號(hào)已被解擴(kuò)，輸入到系數(shù)更 新部的噪聲矢量也用相同序列解擴(kuò)。
[0030] 具有系數(shù)更新解擴(kuò)的自適應(yīng)濾波器的更詳細(xì)框圖，作為單一濾波器抽頭的示例在 圖4中示出。運(yùn)里，來(lái)自前端12的擴(kuò)頻同相（I)和正交(Q)分量40傳送給減法器14W產(chǎn)生干凈 的I-Q信號(hào)42。噪聲矢量24傳送給乘法器40。該噪聲矢量也被解擴(kuò)26解擴(kuò)并通過(guò)常規(guī)的復(fù)共 扼30傳送。接著，該噪聲矢量傳送給乘法器34并隨后傳送給加法器36。接下來(lái)，在提供給乘 法器40之前，該該噪聲矢量通過(guò)1/z 38傳送。因此，乘法器40接收解擴(kuò)噪聲矢量24和沒(méi)有解 擴(kuò)的噪聲矢量24兩者。不過(guò)，也可W使用其他的自適應(yīng)濾波器。
[0031] 誤差矢量22進(jìn)入乘法器34,如速率適應(yīng)常數(shù)32-樣。乘法器34的輸出在36處與反 饋相加并隨后傳送給1/z 38。1八單元是時(shí)間延遲或無(wú)線時(shí)間符號(hào)延遲，諸如一個(gè)時(shí)鐘符號(hào) 在無(wú)線符號(hào)速率的寄存器或鎖存器延遲。
[0032] 在一些實(shí)施例中，噪聲矢量被解擴(kuò)進(jìn)入反饋回路中，但是噪聲矢量也未被解擴(kuò)經(jīng) 過(guò)另一路徑進(jìn)入乘法器40中。因此，噪聲矢量W碼片速率設(shè)置在DSSS無(wú)線接收器中。
[0033] 直接序列擴(kuò)頻是一種擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)，其中正弦波載波用稱為碼片的偽隨機(jī)擴(kuò)頻代 碼信號(hào)的連續(xù)串來(lái)偽隨機(jī)調(diào)制，所述偽隨機(jī)擴(kuò)頻代碼信號(hào)中的每個(gè)具有比信息符號(hào)更短的 持續(xù)時(shí)間。該構(gòu)想是W擴(kuò)頻碼片速率而不是解擴(kuò)符號(hào)速率來(lái)消除噪聲，W便去除所有或至 少更多的噪聲。噪聲矢量W碼片速率或擴(kuò)頻速率來(lái)計(jì)算。
[0034] DSSS將信息信號(hào)符號(hào)時(shí)間劃分為更短的時(shí)間并使用擴(kuò)頻或碼片代碼在運(yùn)些短時(shí) 間間隔隨機(jī)倒置信號(hào)。若干無(wú)線用戶可W在相同頻率上，但是每個(gè)用戶具有不同的代碼。隨 后，接收器可W通過(guò)解擴(kuò)該用戶的代碼恢復(fù)期望的用戶信號(hào)。其他用戶在接收器的信號(hào)通 過(guò)解擴(kuò)被均勻化。噪聲矢量W碼片速率生成并W碼片速率從輸入的信號(hào)中減去，W便去除 在整個(gè)擴(kuò)頻信號(hào)帶寬上的噪聲。自適應(yīng)濾波器標(biāo)度噪聲矢量，因此噪聲矢量密切匹配誤差 矢量。在減去后，理想地，誤差噪聲變得很小或接近零。
[0035] 現(xiàn)參考圖5 ,DSSS發(fā)射器410在信號(hào)路徑443上向DSSS接收器310發(fā)射信號(hào)。根據(jù)一 個(gè)或多個(gè)實(shí)施例，在系統(tǒng)物理系統(tǒng)中的IO總線如接收器一樣可能引入射頻干擾(RFI)。發(fā)射 器410可包括PHY后端418、QPS即央射器420、直接序列擴(kuò)頻器422、濾波器424，發(fā)射器410可包 括平方根濾波器、RF調(diào)制器426和功率放大器428。平臺(tái)100可包括DSSS接收器310、數(shù)據(jù)總線 438、噪聲矢量發(fā)生器(NV)445,噪聲矢量發(fā)生器(NVM45包括數(shù)據(jù)和同步輸入端W及消除塊 429。平臺(tái)射頻干擾(RFI)從鄰近的數(shù)據(jù)總線438禪接至接收器310,平臺(tái)射頻干擾(RFI)包括 數(shù)據(jù)和時(shí)鐘塊440W及經(jīng)由噪聲路徑444禪接至天線122的串行轉(zhuǎn)換器/驅(qū)動(dòng)塊442。接收器 310可包括低噪聲放大器430、下變頻器314、接收器濾波器432、解擴(kuò)器316、QPSK解調(diào)器318 和PHY后端邏輯431。
[0036] 收到的I-Q矢量和由發(fā)射器410發(fā)射的對(duì)應(yīng)I-Q矢量之間的差異是通過(guò)射頻干擾 (RFI)引入的誤差矢量化V)。需要指出，一般來(lái)說(shuō)，在平臺(tái)100或由平臺(tái)100生成的任何噪聲 或干擾可稱為平臺(tái)干擾，并且一般來(lái)說(shuō)，此類干擾可能在射頻妨礙平臺(tái)100的一個(gè)或多個(gè)無(wú) 線電裝置，因此，此類平臺(tái)干擾也可稱為射頻干擾、噪聲、平臺(tái)噪聲或平臺(tái)射頻干擾。不過(guò)， 要求保護(hù)主題的范圍并不局限于運(yùn)方面。此類誤差矢量會(huì)阻止解調(diào)器318可靠地恢復(fù)期望 的數(shù)據(jù)。應(yīng)當(dāng)指出，為清楚起見(jiàn)，通常存在于無(wú)線系統(tǒng)中的其他噪聲機(jī)制被忽略。
[0037] 在平臺(tái)100中，接收器(RX)310代表平臺(tái)100的無(wú)線接收器的第一階段。雖然平臺(tái) 100可包括作為無(wú)線電收發(fā)器112的組件的發(fā)射器，通常，但是通常由平臺(tái)100的接收器310 接收的信號(hào)從遠(yuǎn)端裝置發(fā)射，其中，發(fā)射器410是遠(yuǎn)端裝置的一部分而不是平臺(tái)100的一部 分?？偩€(BUS或1/0)438的總線噪聲將誤差矢量EV引入收到的基帶矢量IQrx中。噪聲矢量NV 從總線數(shù)據(jù)D計(jì)算，并經(jīng)標(biāo)度用于噪聲禪接路徑和接收器310的前端W發(fā)現(xiàn)估算的誤差矢量 EV'。估算的誤差矢量EV'最終從基帶I-Q矢量減去W獲得用于解擴(kuò)的增強(qiáng)基帶矢量。在收到 的基帶矢量處，噪聲在發(fā)射矢量上的效果是誤差矢量，并且，從收到的基帶矢量減去估算的 誤差矢量的效果導(dǎo)致增強(qiáng)的基帶矢量。
[0038] 如果可W確定誤差矢量并在解擴(kuò)器316前從收到的I-Q矢量減去該誤差矢量，則可 W達(dá)到去除噪聲干擾120的效果。當(dāng)頻譜取自符號(hào)階段時(shí)，接收到的信號(hào)鏈的分析示出，在 每個(gè)符號(hào)階段的每個(gè)載波的誤差矢量與在總線438處的總線噪聲的復(fù)頻譜的載波頻率的值 成正比。比例的復(fù)合常數(shù)取決于噪聲禪合、無(wú)線電前端增益W及相位響應(yīng)。在一個(gè)或多個(gè)實(shí) 施例中，總線或時(shí)鐘噪聲矢量，NV，基于經(jīng)標(biāo)度用于噪聲禪接路徑和接收器前端的增益和相 位的總線或時(shí)鐘信號(hào)D在每個(gè)符號(hào)時(shí)間計(jì)算，并且隨后，所估算的誤差矢量EV'被從收到的 I-Q矢量IQRX減去。
[0039] 圖6A和6B表示根據(jù)一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例，全球定位系統(tǒng)(GPS)在從具有消除無(wú)線電 干擾的1067MT/S雙數(shù)據(jù)速率(DDR)總線中并存在噪聲的情況下接收的仿真結(jié)果。圖6A示出 收到的具有射頻干擾(RFI)噪聲的星座，該噪聲示出每仿真7.5%的符號(hào)誤差率。圖6B示出 具有RFI消除的所收到的星座，所述RFI消除是通過(guò)從收到的基帶信號(hào)減去估算的誤差矢量 EV'來(lái)進(jìn)行的，其中，所述符號(hào)誤差率有效減少到約0%。
[0040] 在一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例中，計(jì)算頻譜噪聲矢量的方式將導(dǎo)致消除RFI噪聲。在一個(gè)實(shí) 施例中，離散傅里葉變換(DFT)可應(yīng)用于總線數(shù)據(jù)。DFT可設(shè)及實(shí)現(xiàn)期望精度的高采樣速率。 在特定實(shí)施例中，更簡(jiǎn)單的離散時(shí)間傅里葉變換(DTFT)方法設(shè)及W總線傳輸和波特率計(jì)算 噪聲矢量?；谙嗔款惥€路編碼應(yīng)用的示例方法由本申請(qǐng)的受讓人在2011年10月1日提交 的國(guó)際專利申請(qǐng)No. PCT/US2011 /054498中描述。所述專利申請(qǐng)No. PCT/US2011/054498由此 通過(guò)引用其全部?jī)?nèi)容并入本文。在此類方法中，噪聲矢量可使用下列簡(jiǎn)化公式通過(guò)噪聲矢 量發(fā)生器124來(lái)計(jì)算：
[0042] 其中，fr是DSSS載頻，Xb是在比特時(shí)間b的總線數(shù)據(jù)，W及fBR是總線波特率、單一總 線通道的比特傳送速率。求和取自無(wú)線電符號(hào)階段。需要指出，Xb不必是二進(jìn)制的。通過(guò)將