基于高斯波形的物理層網(wǎng)絡(luò)編碼方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種物理層網(wǎng)絡(luò)編碼方法，可用于雙向中繼 網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)。
【背景技術(shù)】
[0002] 雙向中繼TWR作為新一代協(xié)同通信技術(shù)，已經(jīng)成為當前無線或移動通信系統(tǒng)中的 研究熱點，而協(xié)同通信技術(shù)是現(xiàn)代無線或移動通信系統(tǒng)中不可或缺的關(guān)鍵技術(shù)之一。目前， 雙向中繼網(wǎng)絡(luò)在通信系統(tǒng)中的應用十分廣泛，諸如使用物理層網(wǎng)絡(luò)編碼PLNC的雙向中繼信 道TWRC。在這種信道上通信雙方的數(shù)據(jù)可以通過一條輔助中繼進行交換。在多址時隙MA，兩 個用戶的數(shù)據(jù)可同時獨立的傳輸給相同的中繼節(jié)點；在廣播時隙BC時，該中繼節(jié)點將編碼 信息傳送給通信雙方。因為通信雙方已知各自的本地信息，結(jié)合各自收到的疊加信息，故它 們可以從相同網(wǎng)絡(luò)編碼信息中提取所需對方用戶信息。由于通信雙方同時傳輸信息給中 繼，因此在雙向中繼網(wǎng)絡(luò)中一個主要問題就是盡可能消除不同振蕩器及信道色散引起的頻 率和時間位移。
[0003] 正交頻分復用0FDM作為多載波傳輸機制在現(xiàn)代移動通信標準中有著廣泛應用，目 前通常是將0FDM和物理層網(wǎng)絡(luò)編碼PLNC結(jié)合應用。然而，0FDM在雙向中繼信道TWRC信道中 會受到載波位移導致的載波間干擾ICI，并難以消除，見International ITG Workshop on Smart Antennas 2014年3月文章 《Analysis and Implementation for Physical-Layer Network Coding with Carrier Frequency Offset》提到的載波間干擾ICI抑制問題。因 此，多載波傳輸機制中的載波位移問題會產(chǎn)生難以消除的干擾，影響雙向中繼網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的 處理效率和網(wǎng)絡(luò)利用率。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的是在于提出一種基于高斯波形的物理層網(wǎng)絡(luò)編碼方法，以解決雙向 中繼網(wǎng)絡(luò)中的載波位移問題，減輕載波間干擾ICI，提高傳輸效率和網(wǎng)絡(luò)利用率。
[0005] 為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案包括如下：
[0006] (1)在多址時隙Μ時，用戶A和用戶B同時發(fā)送信息序列，并經(jīng)過線性信道編碼器和 Μ進制正交幅度M-QAM調(diào)制后，按照M-QAM調(diào)制對應關(guān)系進行矩陣映射，并通過高斯濾波器發(fā) 射;該發(fā)射信號經(jīng)信道傳輸，由匹配濾波器接收，此時匹配濾波器接收的信號為經(jīng)信道延 遲、衰落后的發(fā)送信號和加性高斯白噪聲的混合信號y R(t)+nR(t);
[0007] (2)通過中繼處對混合信號yR (t) +nR (t)進行采樣，得到一系列時間-頻率坐標點 仏'，1'），形成離散信號￥1?;
[0008] (3)對離散信號YR加矩形窗后傳入線性均衡器進行信道衰落補償，得到補償后的 離散信號YEQ，將該離散信號￥即依次進行檢測和譯碼后，得到譯碼輸出信號cR，其中矩形窗的 大小由高斯濾波器的濾波范圍確定；
[0009] (4)在廣播時隙BC時，將包含網(wǎng)絡(luò)編碼信息的譯碼輸出信號cR回傳給用戶A與用戶 B，用戶A與用戶B結(jié)合自身的已知信息與接收到的譯碼輸出信號CR，分別提取出對方所傳給 自己的信息。
[0010]本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點：
[0011] 1.本發(fā)明由于使用了高斯濾波器發(fā)射，采用了正交多載波機制與物理層網(wǎng)絡(luò)編碼 PLNC相結(jié)合的方式，使得載波位移導致的載波間干擾和時延只影響鄰近元素，解決了系統(tǒng) 干擾較大的問題，提高了系統(tǒng)處理效率和網(wǎng)絡(luò)利用率。
[0012] 2.本發(fā)明由于使用了線性均衡器，使得均衡器在不影響后驗概率APP指標的情況 下只需計算時間-頻率坐標系中的臨近元素，較大降低了系統(tǒng)處理的時間復雜度，解決了雙 向中繼網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)中計算復雜的問題，進一步提高了系統(tǒng)效率和網(wǎng)絡(luò)利用率。
【附圖說明】
[0013] 圖1為現(xiàn)有雙向中繼網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)示意圖；
[0014] 圖2為本發(fā)明的實現(xiàn)流程圖；
[0015]圖3為本發(fā)明的實現(xiàn)框架圖；
[0016] 圖4為用本發(fā)明和現(xiàn)有方法計算復雜度對比圖；
[0017] 圖5為本發(fā)明中采用不同譯碼機$_窗口長度下誤碼率性能對比圖。
【具體實施方式】
[0018] 為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖，對本發(fā)明所述 方案和效果作進一步詳細描述。
[0019] 參照圖1，本發(fā)明使用的雙向中繼網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)由用戶A，用戶B和中繼R組成。在多址時 隙MA，用戶A和用戶B同時向中繼R發(fā)送信息序列，經(jīng)過線性編碼，中繼處線性均衡與采樣，以 及信號檢測與譯碼過程，中繼將給用戶A和用戶B返回一個包含網(wǎng)絡(luò)編碼信息的譯碼輸出信 息。由于用戶知道自己的本身信息，結(jié)合收到的譯碼輸出信息，它們可以從譯碼輸出信息中 相應的提取對方用戶發(fā)送的信息。
[0020] 參照圖2和圖3,本發(fā)明對所述基于高斯波形的物理層網(wǎng)絡(luò)編碼的具體實現(xiàn)步驟如 下：
[0021 ]步驟一:用戶信息編碼與調(diào)制。
[0022] 如圖3所示，用戶A與用戶B分別發(fā)送二元信息序列uA和uB，將這兩個二元信息序列 UA和UB經(jīng)過線性編碼器C進行線性編碼得到二進制碼元序列Ca = C(ua)，Cb = C(ub)，其中線性 編碼器C的編碼速率為Rc;
[0023] 將二進制碼元序列Ca=C(ua)，CB = C(uB)，按照Μ進制正交幅度M-QAM調(diào)制關(guān)系進行 矩陣映射，分別映射為矩陣Da和矩陣Db，其中，矩陣Da和矩陣Db大小是Nk · Nl，Nk是每幀Κ個頻 率載波上的信息符號數(shù)，NL是每幀L個時隙上的信息符號數(shù)，Da中每個元素表示時間-頻 率坐標系中的一個點(k，l)A，DB中每個元素表示時間-頻率坐標系中的一個點(k，l) B。
[0024] 步驟二:高斯濾波器發(fā)射
[0025] 將步驟一中矩陣Da每個時頻點(k，1 )A和矩陣Db中每個時頻點(k，1 )B的信息符號同 時用相同的兩個高斯濾波器分別通過發(fā)射函數(shù)gl(t)在第k個子載波、第1個時隙發(fā)射出去， 該發(fā)射函數(shù)為sgiUhgU-lOe·32111^，其中t表示連續(xù)時間變量，F(xiàn)表示子載波間隔，T表示 時隙。
[0026]步驟三:發(fā)射信號在衰落信道中傳輸
[0027]將步驟二中經(jīng)高斯濾波器發(fā)射的信息符號分別通過衰落信道傳輸，傳輸過程中經(jīng) 高斯濾波器發(fā)射的信息符號將按廂
）式發(fā)生頻率偏 移、時間延遲與幅度減小，式中In，η，m分別是衰落信道的復系數(shù)、時延、多普勒頻移，1 = 0， l，2，-_，Nh_l，Nh為衰落信道離散值的最大取值，δ( ·)表示取沖擊函數(shù)，Δυ表示載波頻偏， Δ τ表示時延，這些參數(shù)獨立的出現(xiàn)在用戶Α與用戶Β的衰落信道上。
[0028]步驟四：匹配濾波器接收與采樣
[0029]經(jīng)衰落信道傳輸?shù)男畔⒎柾ㄟ^中繼R處的匹配濾波器接收，其接收函數(shù)為沿(〇 = g*(-t-l'T)el2llkF(H:)，式中，gl ·)表示對g( ·)求共輒函數(shù)，t表示連續(xù)時間變量，F(xiàn)表示 子載波間隔，T表示時隙，k '表示經(jīng)匹配濾波器處理后的時間-頻率坐標點中的頻率坐標，Γ 表示經(jīng)匹配濾波器處理后的時間-頻率坐標點中的時間坐標，該匹配濾波器接收函數(shù)g2(t) 與發(fā)射函數(shù) gl(t)相匹配；
[0030] 在中繼R處的匹配濾波器所接收到信號yR(t)+nR(t)為經(jīng)衰落信道延遲、衰落后的 發(fā)送信息符號和加性高斯白噪聲的混合信號。其中，加性高斯白噪聲服從正態(tài)分布 ~ β￥(0,..σ^) 6
[0031] 對接收到的混合信號yR(t)+nR(t)進行采樣后，得到一系列時間-頻率坐標點（k'， Γ)，形成離散信號Yr如下式：
[0032]
[0033] 式中，<v'>指中繼R處的匹配濾波器噪聲，Νκ是每幀K個頻率載波上的信息符號數(shù)， Nl是每幀L個時隙上的信息符號數(shù)，vfm表示整個信道的時延、衰落以及發(fā)射與接收濾波 器對接收信號Yr的影響由下式給出：
[0034]
[0035] 瓦甲，衣不1彳目迫凼數(shù)，τ衣不彳目迫凼數(shù)的叮她坐稱甘重，v表示信道函數(shù)的 頻偏坐標分量，F(xiàn)表示子載波間隔，Τ表示時隙，Α*( ·)表示對Α( ·)求共輒函數(shù)，Α(τ，ν)表示 自模糊函數(shù)，用來描述濾波器g( ·)對特定時間頻率點的作用范圍。其中，自模糊函數(shù)Α(τ， ν)定義如下：
[0036]
[0037] 式中，τ表示信道函數(shù)的時延坐標分量，ν表示信道函數(shù)的頻偏坐標分量。
[0038]中繼R處經(jīng)過采樣的離散信號YR也可以用矢量形式給出，可表示為：yR = VA · dA+ Vb · dB + nR，其中 dA = vec(DA)，dB = vec{DB}，L ，
舒號vec{0}表示對{ · }求矢量。經(jīng)過采樣的離散信號 Yr也可表示為矢量yR = vec{YR}。
[0039] 步驟五:線性均衡器處理
[0040] 為了減小輸入均衡器的矢量的維數(shù)，本發(fā)明中引入了下述窗函數(shù)，即：
[0041] ω {A} =vec{[A](k,-N：k,+N)(i,-N：i,+N)}
[0042] 式中N為窗函數(shù)的長度，由高斯濾波器的濾波范圍確定，表示線性均衡器對所研究 的特定時頻點(k'，Γ )的考慮范圍。
[0043]對步驟四中經(jīng)過采樣的離散信號Yr加窗，加窗后的信號yw表示為：
[0044] yw= ω {Yr}
[0045] 為了減小加窗后計算的復雜度，將按照下述方式對加窗后的信號yw進行近似運 算:對于經(jīng)過采樣的離散信號Yr，若僅考慮特定時頻點周圍的元素點，其維度為(2Nn+1) 2X 1，則加窗后的接收信號可以近似表示為：
[0046]
[0047] 其中，分別是加窗后維數(shù)減小的矩陣，〃是加窗噪聲矢量；
[0048] 將加窗后近似接收信號>通過線性均衡器ζ補償衰落信道造成的影響，輸出補償 后的信號yEQ:
[0049] yEQ = zTy?
[0050] 其中，ζτ表示對z求轉(zhuǎn)置函數(shù)。
[0051] 所述線性均衡器，采用最小均方誤差MMSE原則，即用補償后的信號7即減去用戶A在 匹配濾波器處理后的元素 cT a與用戶B在匹配濾波器處理后的元素的d、，對上述結(jié)果取模值 平方，再取期望最小值并求反正切，即下式：
[0052] ZMMSE = argminE{ | yEQ-Cd7 A+d7 b) |2} 〇
[0053] 步驟六:對補償后的信號yEQ進行檢測與譯碼。
[0054]對補償后的信號yEQ進行檢測與譯碼現(xiàn)有方法有:一、分離信道譯碼S⑶，二、聯(lián)合信 道與物理層網(wǎng)絡(luò)編碼JCNC，三、廣義聯(lián)合信道與物理層網(wǎng)絡(luò)編碼G-JCNC。本實例采用第三種 方法。
[0055]每一種方法的具體步驟如下：
[0056] 第一種:分離信道譯碼S⑶