一種低信噪比短前導(dǎo)突發(fā)信號的解調(diào)系統(tǒng)及方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種低信噪比短前導(dǎo)突發(fā)信號的解調(diào)系統(tǒng)及 方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 突發(fā)通信體制已廣泛應(yīng)用于移動通信、應(yīng)急通信和衛(wèi)星通信等多種領(lǐng)域，突發(fā)通 信的最大特點(diǎn)是通信的發(fā)起時間不定，部分應(yīng)用場景中甚至存在通信持續(xù)時長及信號功率 隨機(jī)變化的可能，突發(fā)通信接收機(jī)的一個主要任務(wù)就是在規(guī)定時間內(nèi)檢測到信號并給出相 關(guān)參數(shù)估計值，對于衛(wèi)星、導(dǎo)彈等高速運(yùn)動載體間的通信，即高動態(tài)環(huán)境下，存在由載體高 速運(yùn)動產(chǎn)生的強(qiáng)烈多普勒效應(yīng)，這就給突發(fā)信號檢測及參數(shù)估計帶來了嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)，特別 是在某些傳輸功率受限或傳輸距離較遠(yuǎn)的低接收信噪比應(yīng)用場合，這一問題則顯得更為尖 銳。突發(fā)信號，特別是短突發(fā)信號的解調(diào)中的核心問題是信號的同步和解調(diào)，而低信噪比下 的解調(diào)核心問題在于信號的同步。信號的同步一般可分為載波同步、定時同步以及時間同 步。載波同步方法可以分為反饋式閉環(huán)載波同步和前饋式的開環(huán)載波同步。對于突發(fā)信號 解調(diào)，傳統(tǒng)反饋式的閉環(huán)載波同步存在捕獲時間長、"懸擱"等問題，無法很好滿足應(yīng)用要 求，因此普遍采用基于參數(shù)估計的開環(huán)載波同步方法。開環(huán)載波同步的適應(yīng)信噪比范圍主 要受限于參數(shù)估計精度，而參數(shù)估計精度又取決于估計算法和用于估計的前導(dǎo)頭長度。但 是，在低信噪比條件下，對于特定長度的前導(dǎo)頭其參數(shù)估計精度將急劇下滑，從而影響載波 同步算法工作門限。常用的基于訓(xùn)練序列的同步方案有2種。方案一是在發(fā)送端將訓(xùn)練序列 重復(fù)發(fā)送，接收端對信號進(jìn)行延遲自相關(guān)，通過相關(guān)峰值的位置來判定時間同步點(diǎn)。確定是 受到頻偏和碼間干擾的影響，時間同步點(diǎn)可能誤判。方案二是在接收端將接收序列與本地 訓(xùn)練序列進(jìn)行滑動互相關(guān)，在時間同步點(diǎn)上有尖銳的相關(guān)峰，通過門限檢測判定時間同步 點(diǎn)。缺點(diǎn)是計算復(fù)雜度相對較高，較大的頻偏會破壞預(yù)期的互相關(guān)結(jié)果。傳統(tǒng)的突發(fā)信號解 調(diào)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)中，為節(jié)省硬件資源的消耗，一般是在定時采樣同步后做時間同步。但是在突 發(fā)信號前導(dǎo)頭極短的情況下，這種結(jié)構(gòu)極易造成時間同步的錯誤。
[0003] 現(xiàn)有技術(shù)無法滿足突發(fā)通信在低信噪比、高動態(tài)范圍、短前導(dǎo)頭等綜合條件下的 高質(zhì)量通信，而只針對以上一種或兩種條件下進(jìn)行信號解調(diào)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明的目的在于提供一種低信噪比短前導(dǎo)突發(fā)信號的解調(diào)系統(tǒng)及方法，旨在解 決信噪KES/NQ小于等于2dB、突發(fā)動態(tài)范圍小于等于10dB、前導(dǎo)頭長度小于等于32調(diào)制符號 的MPSK調(diào)制突發(fā)通信系統(tǒng)中信號解調(diào)的問題，實現(xiàn)丟幀率小于1X1(T 4、解調(diào)損失小于0.5dB 的技術(shù)指標(biāo)。
[0005] 本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的，設(shè)定發(fā)送端數(shù)據(jù)采用MPSK調(diào)制方式，通過包含頻偏的AWGN 信道。在射頻端完全理想、突發(fā)前后噪聲功率不變的條件下，接收的MPSK信號巧可表示為：
[0007] 式中，A為信號幅度，在一個突發(fā)幀內(nèi)為未知常數(shù);f。為載波頻偏，在一個突發(fā)幀內(nèi) 為未知常數(shù);Ts為采樣周期，fVT s為歸一化的載波頻率偏移;an*QPSK調(diào)制數(shù)據(jù);0〇為相偏，在 一個突發(fā)幀內(nèi)為未知常數(shù);g發(fā)送脈沖與接收匹配濾波器脈沖函數(shù)的乘積;nk為復(fù)高斯白噪 聲，服從N(0，〇 2)分布；e = 0時定時完全同步，否則定時未同步;k為時間序號，N為過采樣倍 數(shù);假定rk有10dB的動態(tài)范圍。所述低信噪比短前導(dǎo)突發(fā)信號的解調(diào)方法主要任務(wù)是從r k中 恢復(fù)出發(fā)送數(shù)據(jù)，包括以下步驟：
[0008] 首先突發(fā)信號檢測算法實時檢測接收信號rk中是否含有MPSK信號，若有MPSK信 號，則給出MPSK信號的粗初始位置k s和粗結(jié)束位置I;突發(fā)檢測算法采用無數(shù)據(jù)輔助的能量 檢測法;取1^個符號的接收信號中Lb個符號作為能量檢測法的窗長，構(gòu)造突發(fā)信號檢測的判 決統(tǒng)計量為：
[0010]當(dāng)Lb個符號不含發(fā)送的數(shù)據(jù)時，Y(i)服從參數(shù)為(2Lb，0)的非中心卡方分布，也就 是服從參數(shù)為2Lb的中心卡方分布；當(dāng)Lb個符號全部含有發(fā)送數(shù)據(jù)時，Y( i)服從參數(shù)為(2Lb， 2LbA2/〇 2)的非中心卡方分布；當(dāng)個符號含有m個發(fā)送數(shù)據(jù)時，Y(i)服從參數(shù)為(2Lb，2mA2/ 〇 2)的非中心卡方分布;據(jù)此，建立二元檢驗?zāi)Ｐ腿缦拢?br>H0假設(shè)：趕銳麵 H1假設(shè)：有纖麵； 有!71調(diào)繼猶居
[0012] 按照上式可知漏檢率相同情況下，Lb越大，虛警概率越低，根據(jù)實際突發(fā)通信系統(tǒng) 的技術(shù)需求可選擇不同的U;
[0013] 能量檢測法亦可估計突發(fā)信號的起始時刻位置；由上述檢測原理可知起始時刻位 置的概率等價為判決量大于判決門限的概率，令D為突發(fā)信號起始時刻位置的隨機(jī)變量，則 D的概率分布函數(shù)可寫為：
[0015] 根據(jù)上式可計算出能量檢測法信號起始位置估計為有偏估計，信噪比取2dB~ 12dB、Lb = 90符號時，起始位置估計值±28符號范圍之外的概率P^4X10-6。最終突發(fā)信號 的粗初始位置k s和粗結(jié)束位置以（1-Pa)的概率在56符號范圍以內(nèi)；
[0016] 其次粗頻率同步與時間同步算法根據(jù)所述突發(fā)信號的前導(dǎo)頭以及MPSK信號的初 始位置實現(xiàn)信號的時間同步點(diǎn)跟蹤和粗頻偏校正;采用的主要算法為互相關(guān)和頻率搜索算 法。丟幀率與載波頻偏、Ls都有很大關(guān)系，若取Ls = 120符號大于上述的56X2符號，假定載 波頻偏在± 30kHz內(nèi)服從均勻分布，故對頻偏引起的漏檢率取統(tǒng)計平均后表明，頻率搜索 間隔 10kHz時，Pb = 4 ? 6 X 10-5，結(jié)合Pa = 4 X 10-6，丟幀率Pa+Pb = 5 X 10-5，滿足設(shè)計指標(biāo)1 X 10 _4的要求，時間同步點(diǎn)跟蹤精度小于1個調(diào)制符號，頻偏粗校正的精度達(dá)到MCRB界；
[0017]然后信號依次通過定時同步模塊和細(xì)頻率同步模塊，分別實現(xiàn)采樣定時同步和細(xì) 頻偏補(bǔ)償與相偏校正;考慮到信號的突發(fā)性和較短的前導(dǎo)碼，故估計定時誤差估計部分采 用基于前饋和無數(shù)據(jù)輔助的算法提取信號的定時誤差，即采用0&M算法。設(shè)經(jīng)過突發(fā)檢測和 頻偏粗校正之后的基帶復(fù)信號為r(n)，定時誤差為^每符號采樣點(diǎn)數(shù)為N，則0&M算法估計 的定時誤差可用下式表示：
[0019] 式中n為采樣時刻序號，L為符號數(shù)目，n和k為定時同步前后采樣時刻序號；
[0020] 為了進(jìn)一步降低載波頻偏的估計誤差，必須利用全部接收信號的信息進(jìn)行非數(shù)據(jù) 輔助的載波頻偏細(xì)估計，按照非線性變換估計法，載波粗估計后的載波頻偏細(xì)估計的表達(dá) 式可表示為：
[0022]式中，11(&)=0?1'[(410)"^(11)為經(jīng)過定時同步后的接收信號，0?1'表示離散傅 里葉變換。由于離散傅里葉變換由快速傅里葉變換實現(xiàn)，而其變換點(diǎn)數(shù)受幀長度影響，故當(dāng) 幀長較短時柵欄效應(yīng)顯著，仍需采用頻率估計細(xì)化算法進(jìn)一步降低估計誤差。為此，可引入 Rife算法，記H(fo)最大譜線為H(n0)，次大譜線記為H(n0+d)，則Rife算法所得到的頻率估 計值如下式所示：
[0024]其中，當(dāng) |H(n〇+l) | < |H(n〇_l) | 時，d = _l，反之，d=l;
[0025]最后通過解相位模糊與解映射模塊，完成解相位模糊和比特解碼。采用MPSK調(diào)制 可采用獨(dú)特字來消除相位模糊，主要算法是將信號相位分別旋轉(zhuǎn)2qXPi/M(q = 0、l、…M-1) 與前導(dǎo)碼做互相關(guān)運(yùn)算，比較找到最大值，從而確定相位模糊值為多少，然后在進(jìn)行相應(yīng)修 正。
[0026]本發(fā)明的另一目的在于提供一種低信噪比短前導(dǎo)突發(fā)信號的解調(diào)系統(tǒng)，所述低信 噪比短前導(dǎo)突發(fā)信號的解調(diào)系統(tǒng)包括：
[0027]突發(fā)信號檢測模塊，實時檢測接收信號中是否含有MPSK信號，若有MPSK信號，則給 出MPSK信號的初始和結(jié)束位置；
[0028]粗頻率同步與時間同步模塊，根據(jù)突發(fā)信號的前導(dǎo)頭以及MPSK信號的初始位置實 現(xiàn)信號的時間同步點(diǎn)跟蹤和粗頻偏校正；
[0029] 定時同步模塊，用于實現(xiàn)采樣定時同步；
[0030] 細(xì)頻率同步模塊，用于實現(xiàn)細(xì)頻偏補(bǔ)償與相偏校正；
[0031 ]解相位模糊與解映射模塊，用于完成解相位模糊和比特解碼。
[0032]進(jìn)一步，所述突發(fā)信號檢測模塊包括：
[0033]能量檢測模塊，用于檢測接收信號和噪聲的能量；
[0034]門限判決模塊，用于根據(jù)噪聲能量設(shè)定判決門限，判決門限為歸一化的噪聲能量 的1.6倍，判決接收信號中是否含有MPSK信號，若有MPSK信號，則給出MPSK信號的位置控制 信號；
[0035]延時輸出模塊，用于根據(jù)位置控制信號，延時輸出數(shù)據(jù)。
[0036] 進(jìn)一步，所述粗頻率估計與時間同步模塊包括：
[0037] 參數(shù)估計模塊，用于將