專利名稱：高頻加熱裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明有關一種應用于一磁控管(magnetron)的高頻加熱裝置。
(2)背景技術圖1是為習知的磁控管(magnetron)電路示意圖。如圖1所示，一磁控管是用來產生微波的一真空管，其正常工作的條件是當其陰極溫度超過2100K(絕對溫度)時，該陰極與該陽極之間加一負高電壓(數千伏特)。然而，不同的磁控管其工作電壓高低不同，但其電壓電流特性曲線基本上相類似，如圖2所示。當該陰極與該陽極之間的電壓達到該工作電壓時，該磁控管產生一微波，該陰極與該陽極之間的電壓被箝制在該工作電壓附近，此時該磁控管的特性相當于一穩(wěn)壓管。
圖3是習知的箝位式順向(forward)-返馳(flyback)轉換器的電路示意圖。如圖3所示，該箝位式順向(forward)-返馳(flyback)轉換器100的工作原理如下一主開關101和一輔助開關102的驅動信號為一互補信號，該電路轉換器利用一電容103對一變壓器104的一次側電壓進行箝位控制，亦為該變壓器104進行磁重定(reset)。
請參閱圖4，它是習知箝位式順向(forward)-返馳(flyback)轉換器的電路波形示意圖。其中，VGS1為該主開關101的驅動信號，VGS2為該輔助開關102的驅動信號，I1表示該主開關101的導通電流，I2表示該輔助開關102的導通電流。其優(yōu)點為該主開關101和該輔助開關102均為零電壓(ZVS)導通；二次側整流二極管為零電流(ZCS)截止，無反向恢復問題。而習知該箝位式順向(forward)-返馳(flyback)轉換器的缺點為(1)因為該濾波電容105的電容值較小，為減小一濾波電感106的電流漣波(current ripple)，必需加大該濾波電感106的電感值。(2)一高壓變壓器的磁通量中存有很大的直流偏值，為了防止該變壓器飽和，該變壓器磁芯的氣隙必需加大，因而使得該變壓器損耗增加。
為明了該變壓器的直流偏值問題，說明如下圖5是習知箝位式順向-返馳轉換器的變壓器等效電路圖。107為對應該變壓器104一次側的激磁電感。因為該電容108和109不能有直流電流分量流過，所以該變壓器104二次側無直流分量流過，該激磁電感106中的方均根電流就等于Iin，其激磁電流峰值為Im。假設該電源的功率因數為1，則(1)iin＝Imsin ωtPin=VinIin=Pout/η---(2)]]>Im=2Iin=2Pout/Vinη---(3)]]>Immax=2Iinmax=2Poutmax/Vinminη---(4)]]>其中，iin表示輸入電流，Pin表示平均輸入功率，Vin表示輸入電壓的方均根值，Iin表示輸入電流的方均根值，Pout表示平均輸出功率，η表示變壓器的效率。
又，該變壓器磁芯中磁動勢的直流偏值峰值為Udc max＝NIm max(5)其中，N表示一次側繞組的匝數。
然而，該磁動勢的直流偏值峰值在滿載、低輸入電壓時將會非常大，造成該變壓器的磁芯利用率低，所以該變壓器磁芯必須有很大的氣隙，因而加大了該變壓器的損耗。
(3)發(fā)明內容本發(fā)明的主要目的在于提供一種磁控管(magnetron)高頻加熱裝置，以降低高壓變壓器磁通量中的直流偏值，防止該變壓器飽和。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種磁控管高頻加熱裝置，以解決電路中輸入電流漣波與變壓器的偏值問題，并提高功率因數(PowerFactor)以及效率。
本發(fā)明的又一目的在于提供一種磁控管高頻加熱裝置，以提高了高頻加熱裝置中高壓變壓器磁芯的利用率。
本發(fā)明的再一目的在于提供一種磁控管高頻加熱裝置，高頻加熱裝置的輸出整流二極管能夠實現零電流切換(ZCS)，以消除該二極管的反向恢復問題，使裝置獲得較高的效率以及功率密度。
根據上述的構想，本發(fā)明的高頻加熱裝置，包括一濾波電感，連接一直流電源的一正端；一中間抽頭變壓器，包括一中間抽頭端、一第一端以及一第二端，該中間抽頭端連接該濾波電感的另一端；一濾波電容，其一端連接該中間抽頭變壓器的該第一端，另一端連接該直流電源的一負端；一第一開關，串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端，亦連接該直流電源的該負端；一串聯電路包括串接的一第二開關與一第二電容，連接該中間抽頭變壓器；一第一電容，連接該中間抽頭變壓器；一整流裝置，連接該中間抽頭變壓器的一二次側線圈；以及一磁控管，連接該整流裝置，其中該第一電容、該第二電容以及該中間抽頭變壓器形成一共振電路。
根據上述的構想，其中該第一電容是并聯連接該中間抽頭變壓器。
根據上述的構想，其中該第一電容是并聯連接該中間抽頭變壓器的該第一端以及該第二端。
根據上述的構想，其中該第一電容是串聯連接該中間抽頭變壓器，同時并聯連接該第一開關。
根據上述的構想，其中該第一電容是串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端。
根據上述的構想，其中該串聯電路是并聯連接該中間抽頭變壓器。
根據上述的構想，其中該串聯電路是并聯連接該中間抽頭變壓器的該第一端以及該第二端。
根據上述的構想，其中該串聯電路是串聯連接該中間抽頭變壓器。
根據上述的構想，其中該串聯電路是串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端。
根據上述的構想，其中該整流裝置是為下述裝置之一全波倍壓整流裝置(full wave voltage doubler rectification)；半波倍壓整流裝置(half wave voltage doubler rectification)；全波整流裝置(full wave rectification)；全橋整流裝置(fullbridge rectification)。
根據上述的構想，其中該變壓器是為一具有漏感的變壓器。
根據上述的構想，其中該第一電容是為該第一開關的體電容。
為進一步說明本發(fā)明的目的、結構特點和效果，以下將結合附圖對本發(fā)明進行詳細的描述。
(4)


圖1是習知磁控管(magnetron)的電路示意圖；圖2是習知磁控管的電壓-電流特性示意圖3是習知箝位式順向-返馳轉換器的電路示意圖；圖4是習知箝位式順向-返馳轉換器的電路波形示意圖；圖5是習知箝位式順向-返馳轉換器的變壓器等效電路；圖6是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的電路示意圖；圖7是本發(fā)明第一較佳實施例在電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)等效電路示意圖；圖8是圖7中變壓器的二次側整流電路的等效電路示意圖；圖9是根據圖7與圖8簡化而得的等效電路示意圖；圖10是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器的電路波形示意圖；圖11(a)~(g)是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器電路動作示意圖；圖12是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器變壓器等效電路；圖13是本發(fā)明第一較佳實施例的等效分析電路；圖14是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器的節(jié)點N1電壓以及濾波電容電壓Vc1電壓波形示意圖；圖15是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器的逆變部分與整流部分的電路示意圖；圖16是本發(fā)明第二較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的部份電路示意圖；圖17是本發(fā)明第三較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的部份電路示意圖；圖18是本發(fā)明第四較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的部份電路示意圖；圖19是本發(fā)明第五較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的部份電路示意圖20是本發(fā)明第六較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的部份電路示意圖；圖21是本發(fā)明第七較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的部份電路示意圖；以及圖22是本發(fā)明第八較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換(DC/DC Converter)的部份電路示意圖。
(5)具體實施方式
請參閱圖6，是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的電路示意圖，即CTT(CurrentTapping Transformer)DC/DC轉換器。如圖6所示，一種高頻加熱裝置200，包括一濾波電感201、一中間抽頭變壓器202、一濾波電容203、一第一開關204、一串聯電路包括串接的一第二開關205與一第二電容206、一第一電容207、一整流裝置208以及一磁控管209。該濾波電感201，是連接一直流電源Vdc的一正端(+)。該中間抽頭變壓器202，是包括一中間抽頭端、一第一端以及一第二端，該中間抽頭端連接該濾波電感201的另一端。該濾波電容203，其一端連接該中間抽頭變壓器202的該第一端，另一端連接該直流電源Vdc的一負端(-)。該第一開關204，是串聯連接該中間抽頭變壓器202的該第二端，亦連接該直流電源Vdc的該負端(-)。該串聯電路是并聯連接該中間抽頭變壓器202。該第一電容203是并聯連接該中間抽頭變壓器202。整流裝置，是連接該中間抽頭變壓器的一二次側線圈。以及，該磁控管209是連接該整流裝置208，其中該第一電容207、該第二電容206以及該中間抽頭變壓器202形成一共振電路。
在該整流裝置208可為一全波倍壓整流裝置(full wave voltagedoubler rectification)。該全波倍壓整流裝置是由兩個二極管210，211以及兩個電容212，213所組成。
對于微波爐電源來說，電流型輸出的直流-直流轉換器，其整流二極管沒有反向恢復問題，適用于高電壓輸出。本發(fā)明就是將這一電路結構應用到電流型輸出的直流-直流轉換器中。該直流-直流轉換器具有圖3電路所擁有的所有優(yōu)點，同時也解決了圖3電路中輸入電流漣波與變壓器的偏值問題。可證明其功率因數(PowerFactor)和效率均高于前者。
請參閱圖7，是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)等效電路示意圖。如圖7所示，為便于分析該電路的工作原理，對該電路進行簡化處理。在一個開關周期中，可以作如下假設(1)因為該濾波電感201較大，可以等效為一電流源214；(2)因為該箝位電容206較大，可以等效為一電壓源VC2；(3)當該磁控管于操作時，其特性等效為一電壓源Vm；(4)變壓器202中因為繞組n1中不能流過直流分量，二次側繞組也沒有直流分量，所以輸入的直流全部流經繞組n2，該直流分量可以等效為一電流源Im2其大小為Iin；(5)對該磁控管的陰極加熱部分的功率與磁控管的工作功率相比很小，在分析中對其忽略不計，只分析二次側繞組n3。其中LS1與LS2分別為該變壓器繞組n1與繞組n2的漏感，Lm1與Lm2分別為該變壓器繞組n1與繞組n2的激磁電感；該第一電容207可等效為并聯在該主開關204的兩端；該主開關204與該輔助開關205體內分別寄生了二極管D1，D2。該變壓器202為高壓變壓器，為了做好絕緣，繞組繞法一般為一次側與二次側分開，從而產生較大的漏感，但是一次側與二次側兩個繞組間可以耦合的較好，漏感忽略。
對圖7所示的等效電路作進一步簡化處理，對該變壓器202的二次側整流電路的簡化如圖8所示。圖8A中分別為繞組n3中電流不同方向時的工作過程，其結果等效于圖8B中的電路。
綜合圖8所示的等效電路示意圖，進行簡化處理后可得到圖9所示的等效電路示意圖。
請參閱圖10，是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器(DC/DC Converter)的電路波形示意圖，其中Vp1為一次側繞組n1的端電壓，Vp2為一次側繞組n2的端電壓，iLM1為一次側繞組n1的激磁電流，iLM2為一次側繞組n2的激磁電流，VDS1為該主開關101的跨壓，VDS2為該輔助開關102的跨壓，iDS1為該主開關101的電流，iDS2為該輔助開關102的電流，iS為該二次側繞組的電流，VS為該二次側繞組的端電壓。如圖10所示，該主開關204與該輔助開關205交叉互補導通，該直流-直流轉換器在一個工作周期可以分為7個操作模式。
首先，對該電路進行穩(wěn)態(tài)分析。對于回路直流電源Vdc(+)-濾波電感105-一次側繞組n1-濾波電容203-直流電源Vdc(-)，由于該濾波電感105和該一次側繞組n1上不能有直流電壓分量，所以該濾波電容203上的直流電壓VC1就等于輸入電壓Vdc(整流后的電壓，為120Hz的半正弦波)。該濾波電容203的電容值較小，所以VC1其實為頻率為120Hz的半正弦波，由于后接一高頻逆變部分，所以具有較大的電壓漣波。
對于回路直流電源Vdc(+)-濾波電感105-二次側繞組n2-主開關204-直流電源Vdc(-)，假設該主開關204的工作周期比(dutyratio)為DQ1，由于磁性元件濾波電感105-二次側繞組n2上伏特-秒(Volt-Sec)要平衡，所以該主開關204在截止期間的電壓即該第二電容206上電壓VC2與輸入電壓的關系就是一升壓電路(boost)中輸出電壓與輸入電壓的關系，即VC2=Vdc1-DQ1---(6)]]>對節(jié)點N1進行分析，可以得出變壓器的直流分量Im2等于Iin。因為n1與n2兩個繞組繞在同一個磁路中，而且兩個繞組的電壓同相位。所以ILm1＝ILm2-Im2(7)In1＝In2(8)請參閱圖11(a)~(g)是本發(fā)明第一較佳實施例的電流型調節(jié)式變壓器直流-直流轉換器電路動作示意圖。其主要工作原理敘述如下模式一(t0-t1)如圖11(a)A所示，該主開關204導通，該輔助開關205截止，該濾波電容203中的能量開始向二次側傳遞(即iLs＞Iin)。輸入的電流Iin以磁能儲存在變壓器中(為該主開關204截止后繼續(xù)向二次側傳遞能量打下了基礎)。此時的等效電路見圖11(a)B，經分析可得下列等式iLs≥Im2＝Iin(9)iLm1=iLm1t0+∫t0t1uc1dtLm1+Lm2+Ls---(10)]]>uc1=uc1t0-∫t0t1(is′+iLm1)dtC1---(11)]]>is′=ist0′+(uc1t0-u(c5+c6)t0′)LsC1//(C5+C6)′sinω0t---(12)]]>ω0=1/2πLs(C1//(C5+C6)′)---(13)]]>其中，C1為濾波電容203的電容值，C5為電容212的電容值，C6為電容213的電容值，uc1為濾波電容203的端電壓，i’s為二次側換算至一次側的電流(即流經繞組n1的電流與電流iLm1的差)，(C5+C6)’為二次側電容212與213換算至變壓器一次側的電容值，C1//(C5+C6)’為濾波電容以及電容212與213并聯的電容值，u’(C5+C6)為變壓器二次側電壓換算至一次側的電壓值，Ls為漏感Ls1和Ls2的和。
模式二(t1-t2)如圖11(b)A所示，該主開關204截止，該輔助開關205也截止，由于該電感Ls中的電流不能突變，繼續(xù)向該第一電容207充電，直到該第一電容207上的電壓值達到箝位電壓Vc2值。在此操作模式中，一次側繼續(xù)向二次側傳遞能量。變壓器中存儲的磁能達到最大。在此操作模式中，時間很短因此可以假設激磁電流iLm(＝iLm1+iLm2)不變，濾波電容203，二次側電容212與213的(C5+C6)’的電壓不變(因為兩個電容的值與該第一電容207值相比較大，所以此假設合理)，該第一電容207上的電壓由零變?yōu)檎腣c2+uc1t1，可以假設其對電流is的作用相當于(Vc2+uc1t1)/2此時的等效電路見圖11(b)B，可得下列等式。即(14)iLm1t1＝iLm1t2(15)uc1＝uc1t1is′=ist1′-(u(C5+C6)t1′+12Vc2-12uc1t1)tLs---(16)]]>T12≈(Vc2+uc1t1)C3Im2+ist1′+ist2′2---(17)]]>模式三(t2-t3)如圖11(c)A所示，當該第一電容207被充電到一定值時，該主開關204的寄生二極管導通，為該輔助開關205的ZVS導通創(chuàng)造了條件。由于漏感中的能量較大(此時電感L5中的電流仍大于激磁電流)，能量仍向二次側傳遞。由于此時間段較短，可以假設電容(212+213) 的電壓不變。這時其等效電路如圖11(c)B所示?？梢缘玫揭韵碌仁絠Lm1=iLm1t2-VC2tLm1+Lm2+Ls---(18)]]>uc1=uc1t2-Im2tC1---(19)]]>is′≈ist2′cosω1t+VC2-u(c5+c6)′Ls/(C5+C6)′sinω1t---(20)]]>ω1=12πLs(C5+C6)′---(21)]]>模式四(t3-t4)如圖11(d)所示，在t3時刻電感Ls中的電流小于激磁電流，二次側電流減小為零，所以二次側二極管的截止為ZCS截止。換向完畢，儲存在電感Ls中的能量繼續(xù)向該第二電容206提供能量。在此操作模式的等效電路如圖11(d)B所示?？梢缘玫较铝械仁絠lm1=iLm1t3-VC2tLm1+Lm2+Ls---(22)]]>uc1=uc1t3+ImtC1---(23)]]>is′=(C5+C6)′LsV2c2sinω1t---(24)]]>模式五(t4-t5)如圖11(e)A所示，該輔助開關斷開205，電感Ls中電流不能突變，與該第一電容207諧振，開始給該濾波電容203放電，其等效電路如圖11(e)B所示。因此該模式的操作時間較短，與模式二相似，可做以下假設電流iLm不變；電容該濾波電容203，電容(212+213)’的電壓不變(因為兩個電容的值與該第一電容207相比較大，所以此假設比較合理)，該第一電容207上的電壓由正的Vc2+uc1t1變?yōu)榱恪？梢约僭O其對電流is的作用相當于-(Vc2+uc1t1)/2?？傻玫较铝械仁?25)iLm1t4＝iLm1t5(26)uc1＝uc1t4is′=ist4′-(u(C5+C6)′-12Vc2+12uc1t4)tLs---(27)]]>T45≈(Vc2+uc1t4)C3Im2+ist4′+ist5′2---(28)]]>模式六(t6-t7)如圖11(f)所示，該主開關204的體二極管導通，為其實現ZVS導通創(chuàng)造了條件。電感Ls的電流仍大于激磁電流，所以仍向二次側傳遞能量。此時可以得到下列等式iLm1=iLm1t5+∫t5t6uc1dtLm1+Lm2+Ls---(29)]]>uc1=uc1t5+∫t5t6(is′-iLm1)dtC1---(30)]]>is′≈ist5′cosω0t-VC2-u(C5+C6)′Ls/C1//(C5+C6)′sinω0t---(31)]]>模式七(t6-t7)如圖11(g)A所示，在t6時刻，電感Ls中的電流小于激磁電流，二次側電流減小為零，所以二次側二極管的截止為ZCS截止。換向完畢，儲存在電感Ls中的能量繼續(xù)向該第二電容206提供能量。在該操作模式中等效電路如圖11(g)B所示?？傻孟铝械仁絠Lm1=iLm1t6+∫t6t7uc1dtLm1+Lm2+Ls---(32)]]>uc1=uc1t6+∫t6t7(is′+iLm1)dt---(33)]]>is′=(C5+C6)′LsV2c2sinω1t---(34)]]>ω1=12πLs(C5+C6)′---(35)]]>模式7結束后，電路重新回到模式一。
以下針對直流磁偏分析如下在該電路中，變壓器一次側與二次側兩個繞組中，繞組n1沒有直流磁偏，而繞組n2中存在直流磁偏。為分析方便起見，建立變壓器202分析模型如圖12所示。其中Lm1和Lm2分別對應該變壓器202一次側繞組n1和n2的激磁電感。因為電容Ca和Cb不能有直流電流分量，所以，Lm2中的直流電流分量就等于輸入直流電流分量，假設該電源的功率因數為1，則iin＝Imsinωt (36)Pin=VinIin=Pout/η---(37)]]>Im=2Iin=2Pout/Vinη---(38)]]>Immax=2Iinmax=2Poutmax/Vinminη---(39)]]>變壓器磁芯中磁動勢的直流偏值峰值為Udc max＝n2Im max(40)在圖3所示電路的變壓器磁芯中磁動勢的直流偏值峰值為Udc max＝NIm max＝(n2+n1)Im max(41)
兩變壓器磁芯中磁動勢的直流偏值峰值相比，本發(fā)明的要小(由設計而定)，提高了變壓器的磁芯利用率，所以變壓器磁芯的氣隙可以減小，從而減小了變壓器的損耗。
針對輸入電流漣波分析如下為便于分析建立如圖13所示的分析模型。其中電壓源V1為該變壓器繞組n1上的電壓。根據前面對磁路分析知道當該主開關204導通時，該節(jié)點N1電壓相當于在該濾波電容203電壓基礎上再疊加一負的Vc1，當該主開關204截止時，該節(jié)點N1電壓相當于在該濾波電容203電壓基礎上再疊加一正的Vc1，如圖13所示。由圖14可以看出正確的選擇繞組n1，可以在節(jié)點N1得到一個雙峰的電壓漣波波形，其效果相當于后級高頻逆變器的頻率加倍。從而大大減小了輸入電流漣波。提高了電源的輸入功率因數。
根據以上分析，可知本發(fā)明具有下列優(yōu)點(1)該輸入電流為連續(xù)導通方式，而且由于該濾波電感通過n1繞組與該濾波電容相聯，該電流漣波與圖3所示電路相較較小(在相同漣波條件下，該輸入濾波電感值可以減小)，因而該功率因數(PF)較高。
(2)該繞組n1中無直流偏值，該直流分量只通過該繞組n2，所以磁芯的偏值磁動勢與圖3相比較低，提高了該高壓變壓器磁芯的利用率。
(3)該主功率元件和該輔助功率元件導通時均能實現零電壓切換(ZVS)，截止時通過該第一電容207緩沖，開關損耗較小。輸出整流二極管能夠實現零電流切換(ZCS)，消除了該二極管的反向恢復問題，使該裝置獲得較高的效率以及功率密度。
然而，前面所述的分析，皆以圖6所示的電路圖為例，其均等變化實施例有下列幾種，為便于解釋，將圖6所示的電路圖分為兩部分，如圖15所示第一部份為逆變部份；第二部份為整流部份。
(一)第一部份的均等變化實施例第二較佳實施例該第一電容207并聯于變壓器的一次側，等效于將第一電容207并聯于該主開關204兩端或利用該主開關204的體電容代替該電容。如圖16所示。
第三較佳實施例該第二電容206與該輔助開關205的串聯電路并聯于變壓器的一次側，用于電流吸收以及為變壓器重定，其等效于將該第二電容206與該輔助開關205的串聯電路并聯于該主開關204兩端。如圖17所示。該輔助開關205如果用P通道的IGBT或MOS則可以共地驅動。
第四較佳實施例將以上兩種等效原理結合起來將該第一電容207并聯于該主開關204兩端或利用該主開關204的體電容代替該電容；將該第二電容206與該輔助開關205的串聯電路并聯于該主開關204兩端。如圖18所示。
(二)第二部份的均等變化實施例第五較佳實施例圖16所示的第二部份為全波倍壓整流，如果用半波倍壓整流代替第二部份，也為本發(fā)明的均變化實施例，如圖19所示。
第六較佳實施例圖16所示的第二部份為全波倍壓整流，如果用全橋整流代替第二部份，也為本發(fā)明的等效實施例，如圖20所示。
第七較佳實施例圖16所示的第二部份為全波倍壓整流，如果用全波整流代替第二部份，也為本發(fā)明的等效實施例，如圖21所示。
第八較佳實施例圖16所示的第二部份為全波倍壓整流，如果用另一種半波倍壓整流代替第二部份，也為本發(fā)明的均等變化綜合上述，本發(fā)明可提供一種磁控管(magnetron)高頻加熱裝置，降低高壓變壓器磁通量中的直流偏值，防止該變壓器飽和。
當然，本技術領域中的普通技術人員應當認識到，以上的實施例僅是用來說明本發(fā)明，而并非用作為對本發(fā)明的限定，只要在本發(fā)明的實質精神范圍內，對以上所述實施例的變化、變型都將落在本發(fā)明權利要求書的范圍內。
權利要求
1.一種高頻加熱裝置，其特征在于，包括一濾波電感，連接一直流電源的一正端；一中間抽頭變壓器，包括一中間抽頭端、一第一端以及一第二端，該中間抽頭端連接該濾波電感的另一端；一濾波電容，其一端連接該中間抽頭變壓器的該第一端，另一端連接該直流電源的一負端；一第一開關，串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端，亦連接該直流電源的該負端；一串聯電路包括串接的一第二開關與一第二電容，連接該中間抽頭變壓器；一第一電容，連接該中間抽頭變壓器；一整流裝置，連接該中間抽頭變壓器的一二次側線圈；以及一磁控管，連接該整流裝置，其中該第一電容、該第二電容以及該中間抽頭變壓器形成一共振電路。
2.如權利要求1所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該第一電容是并聯連接該中間抽頭變壓器。
3.如權利要求2所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該第一電容是并聯連接該中間抽頭變壓器的該第一端以及該第二端。
4.如權利要求1所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該第一電容是串聯連接該中間抽頭變壓器，同時并聯連接該第一開關。
5.如權利要求4所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該第一電容是串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端。
6.如權利要求4所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該第一電容是為該第一開關的體電容。
7.如權利要求1所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該串聯電路是并聯連接該中間抽頭變壓器。
8.如權利要求7所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該串聯電路是并聯連接該中間抽頭變壓器的該第一端以及該第二端。
9.如權利要求1所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該串聯電路是串聯連接該中間抽頭變壓器。
10.如權利要求9所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該串聯電路是串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端。
11.如權利要求1所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該整流裝置是為下述裝置之一(1)全波倍壓整流裝置；(2)半波倍壓整流裝置；(3)全波整流裝置；(4)全橋整流裝置。
12.如權利要求1所述的高頻加熱裝置，其特征在于，該變壓器是為一具有漏感的變壓器。
全文摘要
本發(fā)明提供一種高頻加熱裝置，包括一濾波電感，它連接一直流電源的一正端；一中間抽頭變壓器，它包括一中間抽頭端、一第一端以及一第二端，該中間抽頭端連接該濾波電感的另一端；一濾波電容，其一端連接該中間抽頭變壓器的該第一端，另一端連接該直流電源的一負端；一第一開關，它串聯連接該中間抽頭變壓器的該第二端，亦連接該直流電源的該負端；一串聯電路包括串接的一第二開關與一第二電容，連接該中間抽頭變壓器；一第一電容，連接該中間抽頭變壓器；一整流裝置，連接該中間抽頭變壓器的一二次側線圈；以及一磁控管，連接該整流裝置，其中該第一電容、該第二電容以及該中間抽頭變壓器形成一共振電路。
文檔編號H05B6/66GK1472991SQ02127840
公開日2004年2月4日 申請日期2002年7月31日 優(yōu)先權日2002年7月31日
發(fā)明者應建平, 郭興寬, 曾劍鴻 申請人:臺達電子工業(yè)股份有限公司