專利名稱：數(shù)字切換轉(zhuǎn)換器控制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及切換轉(zhuǎn)換器的數(shù)字控制，具體地，涉及用于向例如基于發(fā)光二級管(LED)的照明裝置提供具體所需電流的DC/CD轉(zhuǎn)換器的閉環(huán)控制。
背景技術(shù)：
諸如DC/⑶轉(zhuǎn)換器的切換轉(zhuǎn)換器通常提供調(diào)節(jié)后輸出電壓。然而，在一些應(yīng)用中，需要調(diào)節(jié)后輸出電流。這尤其是電流驅(qū)動向其提供電能的負(fù)載的情況。一種重要類型的電流驅(qū)動負(fù)載是在照明裝置領(lǐng)域中變得日益重要的發(fā)光二級管(LED)?；贚ED的現(xiàn)代照明裝置通常包括幾個單獨LED的串聯(lián)電路。因此，LED “共享”共用調(diào)節(jié)后負(fù)載電流(regulated output current),而跨LED的相應(yīng)電壓降可能由于溫度變化以及老化而改變。此外，單個LED的正向電壓可能由于因生產(chǎn)工藝導(dǎo)致的不可避免的容差而顯著不同。由于許多原因(最重要的是效率)，提供調(diào)節(jié)后輸出電流(負(fù)載電流)的切換轉(zhuǎn)換器優(yōu)于線性調(diào)節(jié)器。然而，負(fù)載電流控制需要負(fù)載電流反饋以及由此的負(fù)載電流檢測電路。為此，通常使用精確的低歐姆檢測電阻器。由于這種電阻器不能集成在集成電路(IC)中，所以其必須作為外部(即，未集成在IC中)器件來提供。此外，當(dāng)平均負(fù)載電流與LED的可視亮度相關(guān)時，可能需要濾波電路來對電流檢測信號(即，跨檢測電阻器的電壓降)濾波。有關(guān)包括用于操作適當(dāng)切換轉(zhuǎn)換器的控制電路的全集成LED驅(qū)動電路的一個實例是來自國家半導(dǎo)體的器件 LM3421 (見數(shù)據(jù)表 LM3421、LM3421Q1、LM3421Q0、LM3423、LM3423Q1、LM3423Q0，“用于穩(wěn)恒電流 LED 驅(qū)動器的 N 溝道控制器(N-Channel Controllers for Constant CurrentLED Drivers)”，國家半導(dǎo)體，2010年I月)。

發(fā)明內(nèi)容
考慮提供調(diào)節(jié)后輸出電流的現(xiàn)有切換轉(zhuǎn)換器控制電路，仍存在改進(jìn)需求，尤其是對于需要較少的不易集成在配置在一個單芯片封裝殼內(nèi)的一個或多個半導(dǎo)體芯片中的外部元件的集成控制電路。利用權(quán)利要求1所述的控制電路至少能部分滿足該需求。獨立權(quán)利要求涵蓋了本發(fā)明的幾個示例性實施方式。公開了一種用于控制切換轉(zhuǎn)換器的操作以向負(fù)載提供調(diào)節(jié)后負(fù)載電流的控制電路。該切換轉(zhuǎn)換器包括電感器和用于切換經(jīng)由電感器提供的負(fù)載電流的高側(cè)和低側(cè)晶體管。該電路包括:數(shù)字調(diào)制器，其被配置為提供具有由數(shù)字占空比值確定的占空比的調(diào)制信號；電流檢測電路，其耦接至晶體管中的至少一個，且被配置為定期對負(fù)載電流值采樣斗匕較器，其耦接至電流檢測電路，且被配置為將采樣負(fù)載電流值與第一閾值相比較，并提供相應(yīng)的比較器輸出信號，第一閾值取決于所定義的期望輸出電流，以及比較器輸出信號指示采樣電流值是否小于或大于期望輸出電流；以及調(diào)節(jié)器，其被配置為接收比較器輸出信號并計算所更新的數(shù)字占空比值。此外，公開了一種用于控制切換轉(zhuǎn)換器的操作的相應(yīng)方法。


參照以下附圖和描述能更好地理解本發(fā)明。附圖中的元件不一定成比例，而是將重點放在示出本發(fā)明的原理上。此外，附圖中，類似附圖標(biāo)記指示相應(yīng)部分。附圖中:圖1示出了用于驅(qū)動LED串聯(lián)電路的常規(guī)電路，該電路包括降壓轉(zhuǎn)換器和適當(dāng)控制電路；圖2示出了作為本發(fā)明的一種示例性實施方式的包括用于操作向LED提供電流的切換轉(zhuǎn)換器的改進(jìn)型數(shù)字控制電路的LED驅(qū)動電路；圖3是為說明電路功能而示出圖2的電路中的一些信號的時序圖；圖4是示出在圖2的電路中使用的比較器的特性曲線的曲線圖；圖5更詳細(xì)地示出了在圖2的電路中使用的控制器的一個實例；圖6以示例性時序圖示出了圖2的電路的減光(dimming)性能的原理；圖7示出了如圖4的(b)所示的比較器作為狀態(tài)機(jī)的一種示例性實施；圖8示出了如圖2的實例所示的電流檢測電路的一個實例。
具體實施例方式下文中，利用LED驅(qū)動器作為一個實例來討論本發(fā)明。然而，應(yīng)當(dāng)注意，可以簡單采用切換轉(zhuǎn)換器控制電路來提供具有調(diào)節(jié)后負(fù)載電流的任意負(fù)載(除LED之外)。在本文所討論的實例中，使用降壓轉(zhuǎn)換器。然而，可采用任何其他的切換轉(zhuǎn)換器來替代，諸如升壓轉(zhuǎn)換器、降壓-升壓轉(zhuǎn)換器、升壓-降壓(split-pi)轉(zhuǎn)換器、亡uk轉(zhuǎn)換器、SEPIC轉(zhuǎn)換器、zeta轉(zhuǎn)換器等。圖1示出了用于控制其切換操作從而實現(xiàn)輸出電流調(diào)節(jié)的降壓轉(zhuǎn)換器(采用電流模式控制的降壓轉(zhuǎn)換器I)和各控制電路的功能和基本結(jié)構(gòu)。在本實例中，切換轉(zhuǎn)換器是包括高側(cè)開關(guān)SWhs (例如，MOSFET)和在本實例中為二極管U\s的低側(cè)開關(guān)SW^的降壓轉(zhuǎn)換器。兩個開關(guān)串聯(lián)連接以形成耦接在上端供電電位Vin與下端供電電位(例如，地電位GND)之間的半橋。兩個開關(guān)SWhs、SWb之間的共用電路節(jié)點(即，半橋的輸出節(jié)點)連接至電感器L的第一端。電感器L的第二端可被看作是連接至負(fù)載(例如，LED器件10)以向其提供負(fù)載電流L的降壓轉(zhuǎn)換器輸出節(jié)點。LED器件包括多個串聯(lián)連接的LED。為提供負(fù)載電流反饋，檢測電阻器Rsense與LED器件10串聯(lián)連接?？鐧z測電阻器的電壓降Vsense=L -Rsense表征供給負(fù)載10的實際負(fù)載電流k。切換轉(zhuǎn)換器控制電路包括調(diào)制器20，其可作為簡單的SR鎖存器來實施，以實現(xiàn)脈寬調(diào)制(PWM)。調(diào)制器20由時鐘發(fā)生器CLK來提供時鐘。在本實例中，由時鐘發(fā)生器CLK提供的時鐘信號Sset被提供給SR鎖存器的置位輸入S，以在每個時鐘周期Tpwm的開始將鎖存器的輸出Q置為高電平(即，邏輯“I”)。因此，切換轉(zhuǎn)換器的切換頻率Fpwm=Tpm1由時鐘發(fā)生器CLK來確定且通常是常量。向SR鎖存器20的復(fù)位輸入R提供復(fù)位信號SKES。因此，復(fù)位信號Skes將SR鎖存器20的輸出復(fù)位成低電平(邏輯“0”)的時刻確定了 SR鎖存器的輸出信號Spwm (還被稱作PWM信號)的占空比DS。PWM信號Spwm的開啟時間是D Tpwm,而截止時間是(1-D) Tpwm，S卩，當(dāng)D=0.3時，則調(diào)制器輸出信號Spwm在一個切換周期的30%內(nèi)處于高電平，以及在剩余70%內(nèi)處于低電平。PWM信號Sp wm確定了開關(guān)SWhs和SWu的實際切換狀態(tài)。高側(cè)開關(guān)SWhs在P麗信號Spwm處于高電平時有效開啟，而其在PWM信號Spwm處于低電平時關(guān)閉且低側(cè)開關(guān)SWu (本實例中為二極管U\s)導(dǎo)通。根據(jù)檢測到的電流信號Vsense,以平均負(fù)載電流avg{ij匹配由基準(zhǔn)信號Vkef限定的期望負(fù)載電流這一方式來控制復(fù)位信號Skes復(fù)位SR鎖存器20的時刻以及由此的PWM信號的占空比。在本實例中，期望負(fù)載電流可被計算為Vkef/Rsense。 從基準(zhǔn)/[目號Vref中減去電流檢測彳目號Vsense,且差Veef-Vsense被一般稱作誤差放大器的放大器EA放大。濾波網(wǎng)絡(luò)40耦接至放大器輸出端。然而，在一些應(yīng)用中，濾波網(wǎng)絡(luò)40可耦接至誤差放大器輸入端。濾波網(wǎng)絡(luò)40通常被稱作“環(huán)路補(bǔ)償器”，且是確保閉環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性所需的。利用比較器K來比較由誤差放大器EA和濾波網(wǎng)絡(luò)40提供的誤差信號Vekk以及電流檢測信號Vsense (可選擇地，可被增益G放大)。當(dāng)(放大后的)電流檢測信號Vsense達(dá)到誤差信號Vekk時，則比較器K觸發(fā)SR鎖存器20的復(fù)位，從而關(guān)閉電流反饋回路。圖1的切換轉(zhuǎn)換器控制電路在很大程度上可集成到一個單芯片中。然而，除了電感器L，電流檢測電阻Rsense和濾波網(wǎng)絡(luò)40 (環(huán)路補(bǔ)償器)也必須作為外部元件來提供。由圖1的電路實施的控制策略通常被稱作電流模式控制，其通常在模擬域中實施，且不易轉(zhuǎn)換為數(shù)字實施。為減少外部元件以及克服由溫度相關(guān)性和由外部元件老化而導(dǎo)致的限制，提出數(shù)字實施。根據(jù)實際(數(shù)字)實施，在切換轉(zhuǎn)換器的輸出處可能出現(xiàn)極限環(huán)振蕩(limit-cycle oscillation)。當(dāng)(例如,利用執(zhí)行適當(dāng)軟件的微控制器)數(shù)字實施由誤差放大器EA、比較器K和SR鎖存器20提供的功能時，這些極限環(huán)振蕩在存在于調(diào)節(jié)后輸出電流k內(nèi)的電流階躍中變得明顯。由于振蕩通常不具有所定義頻率，所以它們無法被補(bǔ)償，并因此在負(fù)載電流中可見。減少振蕩的一種選擇將是增大(數(shù)字)PWM調(diào)制器20的分辨率。然而，這將顯著增加總系統(tǒng)的復(fù)雜性。圖2中示出了可替代的不要求高分辨率的PWM調(diào)制器20的數(shù)字控制電路的一個實例。此外，圖2的實例不必需要外部環(huán)路補(bǔ)償器或外部檢測電阻器。包括在圖2的電路中的切換轉(zhuǎn)換器也是降壓轉(zhuǎn)換器。MOS晶體管半橋可被用于切換電感器電流。然而，也可應(yīng)用其它類型的開關(guān)。與前述實例相同，電感器L耦接在兩個開關(guān)SWHS、SWls的共用節(jié)點(半橋輸出節(jié)點)與連接至負(fù)載(例如，LED器件10)的切換轉(zhuǎn)換器輸出節(jié)點之間。MOS開關(guān)驅(qū)動器30被用于根據(jù)類似于圖1電路的PWM信號Spwm來有序激活和無效MOS晶體管SWhs、SWlS。與圖1的實例相比，在負(fù)載10處未采用與該負(fù)載串聯(lián)耦接的檢測電阻器來檢測負(fù)載電流。而是在半橋的高側(cè)晶體管SWhs和低側(cè)晶體管SWu處檢測負(fù)載電流。對于在晶體管源極處的電流檢測，可易于使用所謂的“檢測晶體管”配置，其中，在各自的源極或漏極端處，使用形成負(fù)載晶體管的一個或少量多個晶體管單元來檢測表征負(fù)載電流k的電流。由于已充分知曉這種檢測晶體管(或檢測FET)配置，所以這里不再給出細(xì)節(jié)，且電流檢測配置僅被示意性描述為圖2中的高側(cè)電流檢測CShs和低側(cè)電流檢測CSw電流檢測配置CSHS、CSls均提供了表征各晶體管電流(也流過電感器)的信號。為進(jìn)一步討論，我們應(yīng)當(dāng)記住，所述元件(比較器K、控制器50、調(diào)制器20)至少部分地例如在使用適當(dāng)軟件的微控制器中數(shù)字實施。然而，比較器例如可以是被配置為將由電流檢測配置CShs或CSu提供的電流檢測表征與基準(zhǔn)電流iKEF相比較的指定元件。比較器輸出Vcmmp可在米樣負(fù)載電流k小于基準(zhǔn)電流iKEF時提供第一值B，以及比較器輸出iojMp可在采樣負(fù)載電流k高于基準(zhǔn)電流iKEF時提供第二值C。每個PWM周期(周期Tpwm)計算或采樣比較器輸出iroMP—次。因此，根據(jù)占空比D的實際值，可在占空比(開啟時間間隔)的中間或截止時間間隔的中間對數(shù)字負(fù)載電流值k采樣(也參見圖3)。對于大于約50%的占空比DS，在高側(cè)開關(guān)CShs處對負(fù)載電流采樣，對于小于約50%的占空比DS，在低側(cè)開關(guān)CSu處對負(fù)載電流采樣。從高側(cè)處的電流采樣向低側(cè)的切換可具有滯后。例如，對于大于55% (50%的閾值加偏置)的占空比DS，在高側(cè)晶體管處對負(fù)載電流采樣。當(dāng)占空比下降至小于45% (50%的閾值減偏置)時，電流采樣切換至低側(cè)晶體管。對于小于所述45%的占空比DS，在低側(cè)晶體管處對負(fù)載電流采樣。最終，當(dāng)占空比上升至高于所述55%時，電流采樣切換回高側(cè)晶體管等。考慮使偏置與50%相比較小，例如15%、10%或5%或者甚至更小。當(dāng)比如分別對于“約”大于50%或者“約”小于50%的占空比在高側(cè)或低側(cè)處對電流采樣時，包括滯后行為。取決于占空比的電流檢測晶體管的改變(從高側(cè)向低側(cè)晶體管，且反之亦然)提高了電流測量的質(zhì)量。假設(shè)IMHz的PWM切換頻率fpwi (即，Tpwm=Iu s)以及5%的占空比，側(cè)開啟時間(圖3中的Vt1和t7-t5)將僅為50ns。若將在開啟時間的中間(例如，在圖3中的t2或t6處)在高側(cè)晶體管處對電流采樣，則電流采樣將僅必須占用上升沿之后的25ns，這可能由于切換瞬態(tài)、噪聲和所需建立時間而出現(xiàn)問題。相反，當(dāng)截止時間期間在低側(cè)晶體管處進(jìn)行電流采樣(與實際相同)時，則在已建立切換瞬態(tài)之后，電流采樣占用切換沿后的475ns。需要理解，比較器可被視為I位模數(shù)轉(zhuǎn)換器。然而，正如以下將進(jìn)一步說明的那樣，另外增加比較器閾值以形成非線性的2位模數(shù)轉(zhuǎn)換器可以是有用的。向數(shù)字控制器50(例如，具有比例和積分分量的P/I控制器)提供比較器輸出信號VroMP?？刂破?0被配置為調(diào)諧由調(diào)制器20提供的占空比DS，使得平均負(fù)載電流與基準(zhǔn)電流相匹配(S卩，平均誤差電流iSENSE_k為零)。數(shù)字PW M調(diào)制器20本質(zhì)上被配置為將表征占空比的數(shù)字值轉(zhuǎn)換為具有所述占空比的調(diào)制輸出信號SPWM。與圖1的實例相同，PWM信號Spwm被提供給根據(jù)該PWM信號Spwm來驅(qū)動開關(guān)SWhs、SWls開和關(guān)的開關(guān)驅(qū)動器30?，F(xiàn)參照圖3所示時序圖更詳細(xì)地說明圖2所示電路的功能?？刂齐娐返臄?shù)字部分由其頻率^M=Ta1T1確定了數(shù)字PWM調(diào)制器20的分辨率的時鐘發(fā)生器來提供時鐘。若數(shù)字PWM調(diào)制器的分辨率是n位(例如，PWM信號Spwm可用2n個不同的占空比生成)，則頻率fM必須是高于所期望PWM頻率Fpwm=Tpm1的2n的因數(shù)，即Tm 2n=TPWM。在圖3的實例中，PWM調(diào)制器的分辨率是4位(n=4)。通常利用從零至2n-l (本實例中為0至15，且反之亦然)向上和向下計數(shù)的數(shù)字計數(shù)器來實現(xiàn)數(shù)字調(diào)制器20。當(dāng)計數(shù)器值下降至定義占空比的閾值時，PWM信號Spwm (調(diào)制器輸出信號)被設(shè)定為高電平(即，為邏輯值“I”)。當(dāng)計數(shù)器再次達(dá)到閾值時，PWM信號Spwm被復(fù)位為低電平(S卩，為邏輯值“O”)。在本實例中，閾值為5，其對應(yīng)于5/16或31.25%的占空比。最小占空比將為6.25%。當(dāng)計數(shù)器向上和向下計數(shù)時，開啟脈沖(on-pulse)的位置從PWM周期的開始變化至PWM周期的結(jié)束。結(jié)果，有效PWM周期倍增至Tclk *2n+1。然而，可選解決方案可使用僅在一個方向上計數(shù)且當(dāng)達(dá)到最大或最小值時溢出的計數(shù)器。圖3的兩個上側(cè)時序圖示出了如上所討論的數(shù)字PWM調(diào)制器20的功能?？商娲兀缈墒褂闷渌愋偷臄?shù)字PWM調(diào)制器，諸如Zdravko L.ukidet al.: "Multibit E-APWMDigital Controller IC for DC - DCConverters Operating at Switching FrequenciesBeyond 10MHz"，in:1EEE Trans, on Power Electronics, vol.22，n0.5，Sept.2007 的出版物中所述，其中，使用E -A調(diào)制器來減小數(shù)字(例如，16位)控制器輸出字的字長。從第三時序圖可以看出，正如以上詳細(xì)討論的那樣，當(dāng)計數(shù)器分別處于在開啟時間或截止時間的中間的其最大值或其最小值時，對負(fù)載電流采樣。圖3的底部圖示出了在PWM信號Spwm的開啟時間期間(近似線性)上升以及在PWM信號Spwm的截止時間期間(也近似線性)下降的相應(yīng)負(fù)載電流L圖4示出了圖2所示的比較器K的兩條示例性特性曲線。圖4的(a)示出了上述比較器僅具有單閾值io的情況。當(dāng)采樣負(fù)載電流值被直接提供給比較器從而避免了對單獨的誤差放大器EA的需求時，該閾值可等于所期望負(fù)載電流iKEF。即，在圖4的實例中，比較器輸出信號Vtomp可僅假設(shè)為兩個值B和C，其中，當(dāng)i^1-時 Votp=B,以及當(dāng)iJ1-時 Votp=C。在數(shù)字實施中，可分別選擇值B和C為-1和I。圖4的(b)中示出了可選的比較器特性。為提高反饋回路的動態(tài)行為，引入了兩個附加的比較器閾值I1和i2。它們是固定的且關(guān)于L=Iref對稱，即，I1=Ikef-Ai以及i2=iKEF+Ai，其中，Ai例如可以是62.5mA，并因此與典型基準(zhǔn)電流相比可忽略。作為經(jīng)驗法貝U，值A(chǔ) i可被設(shè)定為基準(zhǔn)電流iKEF的值的約10%，使得系統(tǒng)變得“更快”，直到負(fù)載電流k偏離基準(zhǔn)電流少于10%。然而，在實際實施中，實際值△ i應(yīng)當(dāng)通過仿真來驗證，以檢查由于固有非線性而導(dǎo)致的可能的不穩(wěn)定性。在所述實例中，比較器輸出信號Votp可僅假設(shè)為四個值A(chǔ)、B、C和D，其中，當(dāng)Vi1時Vcqmp=A,當(dāng)iL>i2時Votp=D,當(dāng)Witl時Vcqmp=B,以及當(dāng)iQ〈k〈i2時Vtomp=C。通常保持以下關(guān)系:A〈B〈C〈D，其中，在數(shù)字實施中，可分別選擇值B和C為-1和1，以及可分別選擇值A(chǔ)和D為-8和8。然而，可采用大于I (以及小于-1)的其他值。從圖4的(b)可以看出，比較器可被視為具有非線性特性的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。如圖4所示，可被(例如，非線性地)視為離散誤差信號的比較器輸出Votp被提供給以下將參照圖5更詳細(xì)地討論的P/I調(diào)節(jié)器50。該調(diào)節(jié)器被數(shù)字化實施，且包括比例和積分通路，兩條通路均接收作為輸入的比較器輸出信號VOTP。對兩條通路的輸出求和以形成作為供給數(shù)字PWM調(diào) 制器20的更新后的占空比值DS的調(diào)節(jié)器輸出。積分通路包括數(shù)字積分器單元52和相應(yīng)增益I。比例通路包括增益Kp和用于避免由于比較器K的非線性行為而導(dǎo)致的不穩(wěn)定性的飽和單元51。飽和單元51將向比例通路的輸入限制為具有最低量級的比較器輸出值B和C (上述實例中為_1、1)。即，當(dāng)比較器輸出上升至D (或下降至A)時，被比例通路“看到”的值仍為C (或相應(yīng)為B)。在值B和C分別為-1和I的實例中，飽和單元可簡單執(zhí)行符號函數(shù)。應(yīng)當(dāng)注意，在每個PWM周期Tpwm中，更新后的占空比值DS僅被計算一次。選擇增益值K1和Kp以確保閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。具體地，比例增益可被設(shè)定為Kp=I/(2n)，其中，n為確定調(diào)制器20的分辨率的位數(shù)。在穩(wěn)定狀態(tài)下，這種設(shè)置產(chǎn)生占空比D的最低有效位(LSB)的振蕩。由可近似被設(shè)定為Ki=Ki^BW-Tpwm的增益K1來確定閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬BW。上述振蕩具有fPWM/2的頻率，且因此足夠高從而不會作為配備有輸出負(fù)載的LED的可視亮度調(diào)制而感知。與占空比在穩(wěn)定狀態(tài)下不改變的已知電路相比，切換轉(zhuǎn)換器控制電路的設(shè)計還允許放松對調(diào)制器分辨率的要求。在已知電路的情況下，當(dāng)調(diào)制器的分辨率不夠高時(尤其是當(dāng)未使用所述E - △ PWM時)，極限環(huán)將在低頻處發(fā)生，這可能產(chǎn)生所提供LED的可視閃爍。
閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬在使用電路來驅(qū)動LED器件時對該電路的減光性能具有一些影響。圖6示出了在本系統(tǒng)中如何實現(xiàn)減光。由于(至少當(dāng)負(fù)載電流的變化足夠快以致它們不能被人眼感知并因此避免了閃爍時)LED器件10的發(fā)光強(qiáng)度與平均負(fù)載電流成比例，所以LED器件10可通過定期在30%的時間內(nèi)中斷負(fù)載電流來減光至例如最大亮度的所述30%。這種電流的定期中斷也可遵循脈寬調(diào)制原理，由此用于減光的PWM調(diào)制的頻率fDIM應(yīng)大于200Hz，例如1kHz。與其相比，閉環(huán)控制系統(tǒng)中使用的PWM信號Spwm的頻率fPWM更高，例如500kHz或IMHz。用于減光的低頻PWM信號還被表示為“減光信號”SDIM。當(dāng)信號Sdim具有高電平(即“I”)時，切換轉(zhuǎn)換器(例如，如圖2所示)如以上參照圖2至圖5所討論的那樣工作。當(dāng)減光信號Sdim處于低電平(例如，“0”)時，數(shù)字PWM調(diào)制器20 (見圖2)的輸出被設(shè)定為零，因此停止向負(fù)載的負(fù)載電流供應(yīng)。同時，數(shù)字控制回路“凍結(jié)”(暫停)，即，例如通過存儲和不更新其輸出值(占空比D)來停止P/I調(diào)節(jié)器50的工作。當(dāng)減光信號Sdim被設(shè)定回高電平時，用在中斷切換轉(zhuǎn)換器的工作之前已計算的占空比值DS來恢復(fù)切換轉(zhuǎn)換器的正常工作。圖6中示出了該行為。圖6的上側(cè)時序圖示出了當(dāng)從不減光(減光比為I)向0.3的減光比(即，基準(zhǔn)電流的30%引起最大發(fā)光強(qiáng)度的30%)切換時的減光信號SDIM。圖6的第二時序圖示出了提供給例如LED器件10的所產(chǎn)生的負(fù)載電流k。第三示意圖示出了所計算的占空比D。可以看出，占空比值DS的更新在調(diào)制信號Sdim的截止?fàn)顟B(tài)期間受抑制。然而，實際應(yīng)用的占空比在減光"[目號Sdim的截止?fàn)顟B(tài)期間為零(見圖6的底部圖)。在圖6的最后兩幅圖中還可看到上述占空比的最低有效位的振蕩?，F(xiàn)參照圖7和圖8來說明圖2的控制電路的一種非常有效的實施。如上所述，可由比較器通過將比較器閾值移動基準(zhǔn)電流值iKEF來代替誤差放大器的功能。圖7示出了圖4的(b)的比較器利用可在執(zhí)行適當(dāng)軟件的微控制器中實施的狀態(tài)機(jī)的實現(xiàn)。每個狀態(tài)被繪成一個圓圈，其中，印在上半圓圈中的值(A、B、C、D)是在各狀態(tài)期間向控制器50提供的所產(chǎn)生的比較器輸出，以及印在下半圓圈中的電流是相應(yīng)的比較器閾值。箭頭指示從一種狀態(tài)向另一狀態(tài)改變，其中，用“〉”符號標(biāo)記的箭頭表示作為對高于各閾值的負(fù)載電流的響應(yīng)而執(zhí)行的狀態(tài)改變，以及用“〈”符號標(biāo)記的箭頭表示作為對小于各閾值的負(fù)載電流的響應(yīng)而執(zhí)行的狀態(tài)改變。利用實例來進(jìn)一步說明圖7的示意圖，并假設(shè)負(fù)載電流小于閾值I1 (=iEEF-A i),且因此比較器輸出Vcqmp等于A (圖7中最左側(cè)狀態(tài))。現(xiàn)假設(shè)電流上升至I1與Itl (=iKEF)之間的值，從左側(cè)第一狀態(tài)開始。當(dāng)負(fù)載電流高于I1時，第二狀態(tài)為B且閾值保持為I1 (參照從左側(cè)起第二狀態(tài))。下一步，當(dāng)電流再次高于I1時，輸出為B且新閾值為Itl (參照從左側(cè)起第三狀態(tài))。接下來，當(dāng)負(fù)載電流小于io時，輸出為B且閾值被設(shè)定回I1等。只要負(fù)載電流在I1與i。之間，則狀態(tài)機(jī)在提供輸出值B的兩個狀態(tài)之間交替，從而交替檢驗兩個閾值I1和L。若負(fù)載電流k上升至高于閾值Itl，則狀態(tài)機(jī)向右側(cè)跳過兩個狀態(tài)(從左側(cè)起第五狀態(tài)，從右側(cè)起第二狀態(tài))，從而將輸出值從B變?yōu)镃并將閾值變?yōu)閕2。只要負(fù)載電流在
i。與i2之間，則狀態(tài)機(jī)在提供輸出值C的兩個狀態(tài)之間交替，從而交替檢驗兩個閾值Itl和i10最后，當(dāng)負(fù)載電流上升至高于閾值i2時，狀態(tài)機(jī)跳至提供輸出值D的狀態(tài)，從而保持閾值為i2。實施為狀態(tài)機(jī)的比較器可能與圖8的電流檢測電路相結(jié)合尤為合適。因此，該比較不作為軟件來實施，而是使用專用比較器K。然而，通過使用電流輸出數(shù)模轉(zhuǎn)換器等的微控制器軟件來設(shè)定閾值iTH e U1, i0, i2}。圖8的電路包括負(fù)載10 (例如，LED器件)、包括具有兩個負(fù)載晶體管SWhs和
的晶體管半橋和電感器L的切換轉(zhuǎn)換器、以及高側(cè)電流檢測電路CShs和比較器K。高側(cè)晶體管SWhs具有并聯(lián)耦接的檢測晶體管SWSENSE。在本實例中，晶體管SWhs和SWsense的柵極與源電極相連接，而檢測晶體管SWsense的漏電極與提供確定比較器閾值的電流iTH(即，閾值電流iTH的值根據(jù)圖7所示狀態(tài)而改變)的電流源相連接。為精確起見，閾值電流等于按比例或兩個晶體管的有效區(qū)域縮放的圖7的閾值。若兩個晶體管SWhs和SWsenseI作在相同工作點處，則它們的漏極和源極電位相等。若閾值電流iTH高于或低于相應(yīng)的負(fù)載電流，則兩個晶體管的漏極電位彼此不同，這可通過比較器K來檢測。比較器K的輸入端電容性耦接(耦合電容器Cp C2)至相應(yīng)的兩個晶體管的漏極端，其中，該連接可被在采樣時刻(參照圖3，第三時序圖示出了表示各漏極電位被采樣的時刻的“電流檢測觸發(fā)”)閉合的兩個開關(guān)中斷。然而，在對漏極電位采樣之前，通過施加跨兩個耦合電容器C1和C2的規(guī)定電壓來初始化比較器。在本實例中，耦合電容器Cp C2的一端與輸入電壓相連接，以及I禹合電容器C1X2的另一端與比較器輸出相連接。在對負(fù)載和檢測晶體管SWHS、SWsense的漏極電位采樣之前，通過合適的觸發(fā)信號來觸發(fā)該初始化。由于所產(chǎn)生的比較器輸出僅具有兩種不同狀態(tài)，所以可很容易地通過執(zhí)行適當(dāng)軟件的微控制器來處理比較結(jié)果。
權(quán)利要求
1.一種用于控制切換轉(zhuǎn)換器的操作以向負(fù)載(10)提供調(diào)節(jié)后負(fù)載電流(ij的控制電路；所述切換轉(zhuǎn)換器包括電感器(L)和用于切換流過所述電感器(L)的所述負(fù)載電流(ij的聞側(cè)晶體管和低側(cè)晶體管(SWHS、SW15);所述電路包括: 數(shù)字調(diào)制器(20)，其被配置為提供具有由數(shù)字占空比值(DS)確定的占空比的調(diào)制信巧(Spw ); 電流檢測電路(CShs、CSls、SW1 )，其耦接至所述晶體管(SWhs、SWls )中的至少一個，且被配置為定期對負(fù)載電流值采樣； 比較器(K)，其耦接至所述電流檢測電路(CSHS、CSls, SW1),且被配置為將采樣負(fù)載電流值與第一閾值(io)相比較，并提供相應(yīng)的比較器輸出信號(VroMP)，所述第一閾值取決于所定義的期望輸出電流(iKEF)，以及所述比較器輸出信號(Votp)指示所述采樣電流值是否小于或大于所述期望輸出電流(iKEF);以及 調(diào)節(jié)器(50)，其被配置為接收所述比較器輸出信號(Votp)并計算所更新的數(shù)字占空比值(DS)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制電路， 其中，所述比較器(K)被配置為將所述采樣負(fù)載電流值與所述第一閾值(Itl)以及第二閾值和第三閾值(ificr A i，i2=io+A i)相比較，使得所述比較器輸出信號(Votp)指示所述采樣負(fù)載電流與所述期望輸出電流(iKEF)的差是否超過分別由所述第二閾值和所述第三閾值(ifi。-A i, i2=i0+A i)確定的量(A i)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的 控制電路，其中，所述比較器輸出值(Votp)在所述采樣負(fù)載電流低于所述第二閾值(I1)時被設(shè)定為第一值(A)，在所述采樣負(fù)載電流處于所述第二閾值G1)與所述第一閾值(io)之間時被設(shè)定為第二值(B)，在所述采樣負(fù)載電流處于所述第一閾值(io)與所述第三閾值(i2)之間時被設(shè)定為第三值(C)，以及在所述采樣負(fù)載電流高于所述第三閾值(i2)時被設(shè)定為第四值(D)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的控制電路，其中，所述第一值、所述第二值、所述第三值以及所述第四值(A、B、C、D)非線性地取決于所采樣的輸入電流值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項所述的控制電路，其中，所述調(diào)節(jié)器具有積分通路(K1,52)和比例通路(KP，51 )，兩條通路包括增益(K1, Kp),且所述比例通路包括飽和元件(51 )。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至5中任一項所述的控制電路，其中，所述比較器輸出信號(Votp)表征所述負(fù)載電流(ij的非線性量化，所述量化是粗略的，以致所述調(diào)節(jié)后負(fù)載電流(ij以對應(yīng)于所述調(diào)制器的調(diào)制頻率(fPWM)的頻率表現(xiàn)出跨所述期望負(fù)載電流值(iKEF)的極限環(huán)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至6中任一項所述的控制電路，其中， 所述數(shù)字調(diào)制器(20)被配置為將所述調(diào)制信號設(shè)定為響應(yīng)減光控制信號而停止所述負(fù)載電流流通的值，以及其中， 所述調(diào)節(jié)器(50)被配置為在所述減光信號使所述負(fù)載電流流通停止時，保持所述數(shù)字占空比值(DS)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的控制電路，其中，所述減光信號是具有顯著比所述數(shù)字調(diào)制器(20)的調(diào)制周期長(例如，是其10倍)的調(diào)制周期的調(diào)制信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至8中任一項所述的控制電路，其中，所述電流檢測電路包括第一檢測晶體管配置(CSHS)，所述第一檢測晶體管配置包括耦接至所述高側(cè)晶體管(SWhs)或所述低側(cè)晶體管(SWu)的檢測晶體管(SWsense)和被配置為將所述檢測晶體管的電流設(shè)定為表示比較器閾值的定義值的電流源。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的控制電路，其中，所述檢測晶體管(SWsense)的控制電極和漏電極/源電極與相應(yīng)的高側(cè)晶體管或低側(cè)晶體管的控制電極和漏電極/源電極相連接，以具有相同電位，以及其中， 所述比較器(K)被配置為將所述檢測晶體管(SWsense)的源電極/漏電極電位與相應(yīng)的高側(cè)晶體管或低側(cè)晶體管(SWhs、SWls )的源電極/漏電極電位相比較。
11.一種用于控制切換轉(zhuǎn)換器的操作以向負(fù)載(10)提供調(diào)節(jié)后負(fù)載電流(ij的方法；所述切換轉(zhuǎn)換器包括電感器(L)和用于切換流過所述電感器(L)的所述負(fù)載電流(ij的高側(cè)晶體管和低側(cè)晶體管(SWHS、SW15);所述電路包括: 提供具有由數(shù)字占空比值(DS)確定的占空比的調(diào)制信號(Spwm)； 定期對負(fù)載電流值采樣； 將米樣負(fù)載電流值與第一閾值相比較以提供相應(yīng)的比較器輸出信號(Vcomp),其中，所述第一閾值取決于所定義的期望輸出電流(iKEF)，以及所述比較器輸出信號(Votp)指示所述采樣電流值是否小于或大于所述期望輸出電流(iKEF);以及 根據(jù)給定控制法則，由比較器輸出電流來計算所更新的數(shù)字占空比值(DS)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述將采樣負(fù)載電流值與第一閾值(Itl)相比較包括: 提供比較器輸出信號(V—)，即取決于狀態(tài)機(jī)狀態(tài)的預(yù)定輸出值(A、B、C、D);以及 將所述采樣負(fù)載電流值與取決于所述狀態(tài)機(jī)狀態(tài)的可變閾值相比較， 其中，所述狀態(tài)機(jī)狀態(tài)中的每一狀態(tài)與所定義的輸出值(A、B、C、D)和所定義的閾值相關(guān)聯(lián); 其中，所定義的輸出值的數(shù)量等于所定義的閾值的數(shù)量加一。
13.根據(jù)權(quán)利要求11或12所述的方法，其中，所述對負(fù)載電流值采樣包括對所述高側(cè)晶體管或所述低側(cè)晶體管(SWHS、SWls)的源極電位或漏極電位采樣。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中，所述將采樣負(fù)載電流值與第一閾值相比較包括將所述高側(cè)晶體管或所述低側(cè)晶體管(SWHS、SWls)的源極電位或漏極電位與相應(yīng)的檢測晶體管(SWsense)的各源極電位或漏極電位相比較， 其中，所述檢測晶體管(SWsense)的漏極電流或源極電流被設(shè)定為表示所述第一閾值的值。
15.根據(jù)權(quán)利要求 11至14中任一項所述的方法，其中，所述對負(fù)載電流值采樣包括: 根據(jù)所述數(shù)字占空比值(DS)，在所述低側(cè)晶體管(SWu)處或在所述高側(cè)晶體管(SWhs)處對負(fù)載電流值采樣。
全文摘要
本文涉及數(shù)字切換轉(zhuǎn)換器控制，公開了一種控制切換轉(zhuǎn)換器操作以向負(fù)載提供調(diào)節(jié)后負(fù)載電流的控制電路。切換轉(zhuǎn)換器包括電感器和切換經(jīng)由電感器提供的負(fù)載電流的高側(cè)和低側(cè)晶體管。該電路包括配置為提供具有由數(shù)字占空比值確定的占空比的調(diào)制信號的數(shù)字調(diào)制器；耦接至晶體管中的至少一個且配置為定期采樣負(fù)載電流值的電流檢測電路；耦接至電流檢測電路且配置為將采樣負(fù)載電流值與第一閾值比較并提供相應(yīng)比較器輸出信號的比較器，第一閾值取決于所定義期望輸出電流以及比較器輸出信號指示采樣電流值是否小于或大于期望輸出電流；以及配置為接收比較器輸出信號并計算更新的數(shù)字占空比值的調(diào)節(jié)器。此外，公開了一種控制切換轉(zhuǎn)換器的操作的相應(yīng)方法。
文檔編號H05B37/02GK103118454SQ20121035946
公開日2013年5月22日 申請日期2012年9月24日 優(yōu)先權(quán)日2011年9月23日
發(fā)明者喬瓦尼·卡波迪瓦卡, 保羅·米萊恩斯, 安德烈亞·西尼尼 申請人:英飛凌科技股份有限公司