具有過電壓保護的led電源的制作方法
【專利摘要】用來驅動LED陣列的諧振DC-DC轉換器包括半橋轉換器，其配置成接收DC輸入電力并且產生方波電壓。包括電感元件、第一諧振電容器和第二諧振電容器的諧振儲能電路耦合到半橋轉換器，以接收方波電壓，使得在第二諧振電容器兩端產生大體正弦AC電壓。具有一次繞組和一個或多個二次繞組的輸出變壓器并聯(lián)耦合到第二諧振電容器，以及削波電路耦合到一次繞組，使得一次繞組兩端的電壓不會基本上超過DC輸入電力的電壓。輸出整流器耦合到輸出變壓器的一個或多個二次繞組，并且配置成產生大體DC輸出電壓。
【專利說明】具有過電壓保護的LED電源
【技術領域】
[0001]一般來說，本公開的方面涉及用于電致發(fā)光裝置的電力供應，以及具體來說，涉及用來驅動發(fā)光二極管陣列的諧振功率轉換器。
【背景技術】
[0002]其中多個LED形成為陣列并且作為一個單元來供電的發(fā)光二極管(LED)陣列在照明和信令應用中變得普遍。LED陣列通常連接到直流(DC)電源，其中所施加的電流量控制發(fā)射光的亮度。開關模式電力供應常常用來為要求低電平直流(DC)電力的LED陣列和其它電器提供電力。開關模式電力供應一般涉及一類電壓調節(jié)設備，其中輸入DC電力由開關電路來斬波，并且饋入能量儲存裝置、通常為電感器中。來自斬波DC電力的能量交替地儲存到磁場中，并且從其中釋放到包含整流和濾波的輔助電路中，以產生調節(jié)DC輸出電壓?？刂破魍ǔＳ脕肀O(jiān)測輸出電力的狀況，并且相應地調整開關電路以提供輸出的調節(jié)。開關模式供應分成兩個類別。將DC轉換成交流(AC)的供應稱作‘逆變器’，以及將DC轉換成DC的供應稱作‘轉換器’。轉換器通常是逆變器之后接著的整流器。
[0003]圖1中示出用來供應LED陣列的典型開關模式電源的框圖。開關模式電源100接收AC輸入電力102，其可從本地主電源、例如在美國可用的120伏、60赫茲電力、在許多歐洲國家可用的50赫茲、230伏電力或者其它適當AC電源來供應。輸入整流器110用來將AC輸入電力102轉換成DC電力104。輸入整流器110可以是簡單二極管橋或者能夠將AC轉換成DC的其它適當有源或無源整流裝置。優(yōu)選的是使整流器100提供輸入AC電力的全波整流，但是在某些實施例中，半波整流的使用能夠是有利的。由輸入整流器110所創(chuàng)建的整流DC電力104由升壓調節(jié)器120進一步調節(jié)。又稱作提升調節(jié)器的升壓調節(jié)器120是一種類型的DC-DC功率轉換器，其中具有比其DC輸入電壓104要大的DC輸出電壓106。升壓調節(jié)器120通常是開關模式轉換器，其包括各種開關裝置和控制電路(未示出)，以調節(jié)整流DC電力104的電壓并且產生調節(jié)DC電壓106。在一些實施例、例如圖1所示實施例中，轉換器120包括功率因數(shù)校正(PFC)組件125，以改進電源100的功率因數(shù)。PFC通過補償輸入整流器110所引起的諧波和相移，來改進供應100的總效率。調節(jié)器120提供適合于對諧振轉換器130的輸入的調節(jié)和電壓調整的DC電力106。諧振轉換器130能夠通過使用基本上高于本地主電壓、常常在450伏的范圍中的輸入電力106來實現(xiàn)更大效率。升壓調節(jié)器120用來將主電壓增加到諧振轉換器所需要的電平。在某些實施例中，可省略調節(jié)器120，在這種情況下，輸入整流器110或者其它外部DC源(未示出)將直接向諧振轉換器130提供DC電力106。
[0004]諧振轉換器是一種類型的開關模式DC-DC功率轉換器，其將包括電感和電容組件的組合的諧振儲能電路(resonant tank circuit)用于能量儲存,而不是如其它開關模式供應、例如升壓轉換器中使用的單個電感器。圖2是示出用于如本領域已知的諧振轉換器200的典型架構的框圖。諧振轉換器架構能夠分為四個主要區(qū)段:全波或半波橋式轉換器202 ；諧振儲能204 ;整流器206 ;以及輸出濾波器208。從輸入側開始，全橋或半橋轉換器202包括一組開關，其對輸入DC電壓(Vdc)進行斬波，以產生方波。全橋轉換器202使用四個開關來產生幅度為輸入電壓的兩倍的AC方波210，而半橋轉換器202僅使用兩個開關來產生幅度為Vdc并且DC偏置為Vdc/2的方波210。按照具有固定占空比和某個空載時間的互補模式來操作橋式轉換器202中的開關。在基本開關模式功率轉換器、例如圖1的升壓調節(jié)器120中，輸出通常通過調整橋式轉換器202的占空比來控制。通過調整占空比來控制輸出稱作脈寬調制控制。但是，在諧振轉換器的情況下，控制通過調整橋式轉換器202的頻率來實現(xiàn)。改變橋式轉換器的頻率改變諧振儲能204的阻抗，由此允許控制流向輸出的電力。諧振儲能204由無功組件一電容器和電感器一組成，并且能夠按照若干不同配置來設置。串聯(lián)LC諧振儲能使用包括與電容器串聯(lián)連接的電感器的諧振儲能，并且具有與負載串聯(lián)連接的諧振儲能。并聯(lián)LC諧振儲能還使用包括與電容器串聯(lián)的電感器的諧振儲能。但是，負載與諧振電容器并聯(lián)連接。另一個通用配置是串聯(lián)-并聯(lián)LLC諧振儲能，其具有全部串聯(lián)連接(‘串聯(lián)-并聯(lián)’表示的‘串聯(lián)’部分)的三個能量儲存組件、即一個電容器和兩個電感器，以及負載與第二電感器并聯(lián)耦合(‘并聯(lián)部分’)。LLC諧振儲能電路通常工作在高頻率，并且能夠是高效的，但是當工作在無負載狀況下時具有一些困難。已經提出對無負載問題的各種解決方案、例如使轉換器再循環(huán)，但是這些解決方案難以控制，并且可靠性是一個問題。諧振儲能204的輸出220將具有正弦電流或正弦電壓，這取決于諧振儲能204的配置。諧振逆變器通過組合橋式轉換器202和諧振儲能204來創(chuàng)建，以將DC輸入電壓(Vdc)轉換成大體正弦交流(AC)輸出電壓220。要完成DC-DC諧振轉換器200，將整流器206和輸出濾波器208添加到諧振逆變器，以對諧振逆變器所創(chuàng)建的AC電壓輸出220進行整流和平滑，從而產生DC輸出電壓ν_。
[0005]上述類型的諧振DC-DC轉換器200用來將DC電力提供給各種類型的電致發(fā)光裝置、電池充電器或者要求低電平DC電力的其它裝置，以及由于其高效率，它們廣泛用于LED陣列的驅動器中。這些裝置常常在辦公室和家庭以及安全性是一個問題的其它位置中進行操作，因此它們通常需要由評級機構、例如承諾實驗室(UL)來批準。低電平DC電力供應、例如由LED陣列所使用的供應稱作2類供應，以及由承諾實驗室來定義為具有變壓器隔離并且產生少于60伏的DC。在其它要求之中，UL批準要求輸入與輸出之間的電隔離以及過電壓保護(OVA)，以防止輸出電壓超過所指定最大值。OVP電路需要限制正常操作與故障狀況期間的輸出電壓。過電壓保護電路通常通過包括諸如轉換器電路或削波電路之類的附加組件，來添加到轉換器170的最終級、例如整流器176或濾波器178。備選地，OVP可通過添加或增強反饋控制器來添加。在任何情況下，OVP的添加伴隨附加成本，其中包括增加的制造成本、功能限制和/或降低的可靠性。
[0006]相應地，期望提供解決上述問題的至少一部分的諧振DC-DC轉換器。

【發(fā)明內容】

[0007]如本文所述,示范實施例克服本領域已知的上述或其它缺點的一個或多個。
[0008]本公開的其它方面涉及用來驅動LED陣列的諧振DC-DC轉換器。諧振DC-DC轉換器包括半橋轉換器，其配置成接收DC輸入電力并且產生方波電壓。包括電感元件、第一諧振電容器和第二諧振電容器的諧振儲能電路耦合到半橋轉換器，以接收方波電壓，使得在第二諧振電容器兩端產生大體正弦AC電壓。具有一次繞組和一個或多個二次繞組的輸出變壓器并聯(lián)耦合到第二諧振電容器，以及削波電路耦合到一次繞組，使得一次繞組兩端的電壓不會基本上超過DC輸入電力的電壓。輸出整流器耦合到輸出變壓器的一個或多個二次繞組，并且配置成產生大體DC輸出電壓。
[0009]本公開的另一個方面涉及一種用于提供諧振開關模式DC-DC轉換器中的過電壓保護的方法。該方法包括使用半橋轉換器將DC輸入電壓轉換成方波。使用串聯(lián)-并聯(lián)LCC諧振儲能電路將方波轉換成大體正弦AC總線電壓。使用鉗位電路來防止AC總線電壓基本上超過DC輸入電壓。AC輸出電壓被創(chuàng)建，并且經由輸出變壓器來與AC總線電壓電隔離，以及使用全波整流器和輸出濾波器將AC輸出電壓轉換成DC輸出電壓。
[0010]本公開的另一方面涉及一個或多個LED的LED陣列的電源。該電源包括:輸入整流器，配置成接收AC輸入電力并且產生初始DC電壓；升壓調節(jié)器，配置成將初始DC電壓轉換成電壓高于初始DC電壓的中間DC電壓；以及半橋轉換器，配置成接收DC輸入電力并且產生方波電壓。包括電感元件、第一諧振電容器和第二諧振電容器的諧振儲能電路耦合到半橋轉換器，以接收方波電壓，使得在第二諧振電容器兩端產生大體正弦AC電壓。具有一次繞組和一個或多個二次繞組的輸出變壓器并聯(lián)耦合到第二諧振電容器，以及削波電路耦合到一次繞組，使得一次繞組兩端的電壓不會基本上超過DC輸入電力的電壓。輸出整流器耦合到輸出變壓器的一個或多個二次繞組，并且配置成產生大體DC輸出電壓。
[0011]通過結合附圖思考以下詳細描述，示范實施例的這些及其它方面和優(yōu)點將變得顯而易見。但是要理解，附圖僅設計用于便于說明而不是對本發(fā)明的限制的定義，該定義應當參照所附權利要求。本發(fā)明的其它方面和優(yōu)點將在以下描述中提出，并且部分將通過描述是顯而易見或者可通過實施本發(fā)明來了解。此外，通過所附權利要求中具體指出的工具及組合，可認識和實現(xiàn)本發(fā)明的方面和優(yōu)點。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]附圖包括:
圖1示出LED陣列的示范現(xiàn)有技術開關模式電源的框圖。
[0013]圖2示出現(xiàn)有技術諧振DC-DC轉換器的典型架構。
[0014]圖3示出結合本公開的方面的示范隔離諧振DC-DC轉換器的框圖。
[0015]圖4示出結合本公開的方面的隔離DC-DC轉換器的示范電路拓撲的簡圖。
[0016]圖5A是示出結合本公開的方面的示范諧振DC-DC轉換器的無負載啟動性能的圖表。
[0017]圖5B是示出結合本公開的方面的示范諧振DC-DC轉換器的全負載啟動性能的圖表。
[0018]圖6A是示出結合本公開的方面的示范諧振DC-DC轉換器的全負載到無負載轉變性能的圖表。
[0019]圖6B是示出結合本公開的方面的示范諧振DC-DC轉換器的無負載到全負載轉變性能的圖表。
[0020]圖7示出結合本公開的方面的示范諧振DC-DC轉換器的詳細示意圖。
[0021]圖8示出結合本公開的方面、用于控制諧振DC-DC轉換器的調節(jié)器的詳細示意圖。
[0022]圖9A示出結合本公開的方面的諧振儲能電路的示意圖。[0023]圖9B示出結合本公開的方面的諧振儲能電路的示意圖。
[0024]圖10示出結合本公開的方面、用于提供諧振開關模式DC-DC轉換器中的過電壓保護的方法的一個實施例的流程圖。
【具體實施方式】
[0025]現(xiàn)在參照附圖，圖3中能夠看到結合所公開實施例的方面的示范隔離諧振DC-DC的框圖。諧振轉換器300能夠用于如圖1所示的電源100中，以用于操作發(fā)光二極管和其它2類設備，如本文一般所述。所公開實施例的方面一般針對包括能夠提供隔離DC-DC轉換和過電壓保護的諧振轉換器的電源。
[0026]隔離DC-DC轉換器300包括半橋轉換器310以及經過輸出變壓器350耦合到輸出整流器/濾波器330的諧振儲能?？刂破?40從輸出整流器330接收信息，并且經過反饋變壓器360耦合到自激振蕩逆變器310，以提供轉換器300的閉環(huán)控制。輸出變壓器350和反饋變壓器360共同工作，以提供輸入DC電力302與輸出DC電力304之間的電隔離。半橋轉換器310將輸入DC電力302轉換成方波308，其激勵諧振儲能320，以產生中間AC電壓306。AC電壓306經過輸出變壓器350傳遞給輸出整流器/濾波器330，其中它經過整流和濾波以產生DC輸出304。控制器340有選擇地監(jiān)測輸出整流器/濾波器330的狀況，并且調整半橋轉換器310的頻率，以將DC輸出304的狀況保持在預期工作電平之內。
[0027]現(xiàn)在參照圖4，示出示意圖，其示出適合于代替圖1的現(xiàn)有技術供應100中的隔離DC-DC轉換器130來使用的隔離諧振DC-DC轉換器400的示范電路拓撲。隔離DC-DC轉換器400還能夠有利地用于其中要求具有過電壓保護(“0VP”)的隔離DC-DC轉換的任何系統(tǒng)中。隔離DC-DC轉換器400包含諧振轉換器的新拓撲，其提供優(yōu)于現(xiàn)有技術DC-DC轉換器、例如圖1所示現(xiàn)有技術轉換器130或者圖2所示諧振轉換器200的顯著優(yōu)點。在這些優(yōu)點之中的是提供固有過電壓保護的能力。由電路拓撲400所提供的固有OVP能夠滿足管制OVP要求，因而消除如現(xiàn)有技術DC-DC轉換器130、200中通常需要的、對附加OVP電路的需要。附加OVP電路的消除提供許多優(yōu)點，包括降低的成本和改進的可靠性。
[0028]隔離DC-DC逆變器400將DC輸入電力302接收到兩個電力干線(power rail)上:供應干線404和回路干線406。供應干線供應電流、即從逆變器400去除電子，以及回路干線為電流提供返回通路，即，回路干線向逆變器400供應電子。在圖2所示的示范實施例中，回路干線406連接到第一電路公共408，但是，在備選實施例中，可使用其它電路公共和接地配置。DC輸入電力302可由DC源來提供、例如來自圖1的調節(jié)器120的DC電力106，或者備選地可采用任何適當DC源。在DC-DC轉換器400中的是半橋轉換器310，其接收來自供應干線404和回路干線406的DC電力，并且在電路結點410產生半橋轉換器輸出電壓。半波橋式轉換器310在固定占空比的固定結點410產生幅度等于輸入電壓302并且DC偏壓等于輸入電壓302的一半的方波。在備選實施例中，全橋轉換器可用來代替半橋轉換器310。轉換器310包括一對開關裝置Ql和Q2，其在一個示范實施例中是η溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)。備選地，開關Ql和Q2可以是雙極結晶體管(BJT)、絕緣柵雙極結晶體管(IGBT)或者能夠以預期頻率來開/關、優(yōu)選地有效開/關DC電力302的任何適當開關裝置。在例如示范實施例40所示的半波橋式轉換器310中，開關裝置Ql和Q2串聯(lián)耦合在供應干線404與回路干線406之間，并且由開關驅動電路416來控制。在一個示范實施例中，開關驅動電路416是半振蕩類型，其使用變壓器(未示出)來感測諧振儲能320中的電壓，以協(xié)調開關裝置Ql和Q2。備選地，開關驅動電路416可采用諸如微控制器、分立組件或者其它集成電路之類的其它控制電路，來驅動開關裝置Ql和Q2，使得方波在結點410來創(chuàng)建。微控制器是通常在包含處理器、存儲器和可編程輸入/輸出外設的單個集成電路或小電路板上的小型通用計算機。在一個實施例中，微控制器中包括一個或多個處理器，其可操作以協(xié)調開關裝置Ql和Q2。在一個實施例中，微控制器由處理裝置可執(zhí)行的機器可讀指令來組成。方波410激勵諧振儲能320，其充當濾波器，以去除方波中包含的高頻諧波，并且在AC總線306創(chuàng)建大體正弦AC電力。諧振儲能320按照包括諧振電感器Le和兩個諧振電容器Ck1、Ck2的串聯(lián)-并聯(lián)LCC配置來設置。電感器Lk和兩個諧振電容器Cki串聯(lián)連接，以形成“串聯(lián)-并聯(lián)”諧振儲能配置的“串聯(lián)”部分。第二諧振電容器Ck2連接在AC總線306與回路干線406之間，并且與輸出變壓器350的一次繞組418并聯(lián)耦合，從而產生“串聯(lián)-并聯(lián)” LCC諧振儲能配置的“并聯(lián)”部分。在一個實施例中，電感Lk由變壓器的一次繞組來提供，從而允許二次繞組(未示出)用來驅動自激振蕩開關驅動電路416。輸出變壓器350的一次繞組418與諧振電容器Ck2并聯(lián)連接，使得高頻AC總線電壓306施加到一次繞組418。隔直流電容器(blocking capacitor)CB串聯(lián)I禹合在輸出變壓器350的一次繞組418與回路干線406之間。這個隔直流電容器Cb防止DC電流流經一次繞組418 (其可能使輸出變壓器的磁芯飽和或者其它不合需要的信號失真發(fā)生)。半橋轉換器310與諧振儲能320相結合，以形成諧振逆變器440，其將輸入DC電壓302轉換為AC總線電壓306。
[0029]電力從諧振逆變器440經過輸出變壓器350傳遞給輸出整流器/濾波器330。輸出變壓器350還提供DC輸入電力302與在整流器輸出端子290a和290b所提供的DC輸出電力304之間的電隔離。在圖4所示的示范實施例中，整流通過全波整流器來實現(xiàn)，其中全波整流器包括輸出變壓器350上的兩個平衡二次繞組422、424，其經過一對輸出二極管Dqi和Dq2以相反極性連接到輸出端子490a、490b。這個布置使用兩個輸出二極管Dqi和Dq2來提供全波整流。備選地，可采用其它整流器配置，例如連接到全波橋式整流器或半波整流器的單個二次繞組。在備選實施例中，使用動態(tài)或同步整流。包括電容器Qj的輸出濾波器耦合于輸出端子490a和490b，以對整流輸出變壓器350電壓進行濾波，并且減少DC輸出電力304中的諧波分量。備選地，其它形式的低通輸出濾波器可用來代替單個濾波電容器Q。輸出電壓的負極端子409b耦合到第二電路地GND2，其與連接到回路干線406的第一電路公共408電隔離。
[0030]諧振逆變器440還包括削波電路470，其由分別耦合在AC總線306與供應干線404和回路干線206之間的二極管Dl和D2來形成。削波電路470將AC總線電壓限制在DC輸入電壓302之內，S卩，削波電路470防止AC總線電壓306超過供應干線404電壓或者變成低于回路干線406電壓。削波二極管Dl使其陰極連接到供應干線404并且使其陽極連接到AC總線306，由此防止AC總線306電壓超過供應干線404電壓。削波二極管D2使其陰極連接到AC總線306并且使其陽極連接到回路干線206，由此防止AC總線306電壓降至低于回路干線206的電壓。在圖4所示的示范實施例中，回路干線206連接到第一電路公共點408，使得削波電路470防止AC總線電壓306超過DC輸入電壓302。諧振逆變器440中使用的削波電路470抑制可能損壞諧振儲能320中的組件的電壓尖峰。削波電路470還防止施加到輸出變壓器的一次繞組418的電壓基本上超過輸入DC電壓302。通過抑制電壓尖峰并且一般包含AC總線電壓，削波電路470允許使用具有較低額定電壓的組件、例如電容器CK1、Ce2和CB，由此降低諧振逆變器440的成本。此外，限制輸出變壓器350的一次繞組418上的電壓還有效地限制輸出變壓器350的二次側中的電壓，由此控制輸出端子290a和290b兩端的電壓。因為削波電路470固有地限制輸出整流器330中的電壓，所以具有較低額定電壓的組件、例如輸出二極管和輸出電容器Ctj也能夠用于輸出整流器330中。
[0031]圖4所示的示范轉換器拓撲提供輸出電壓的固有過電壓保護。為了示出0VP，圖4所示的轉換器400的一示范實施例采用下列組件來構建和測試:開關Ql和Q2是6N60C3FET ;諧振儲能具有電感1^=1毫亨，電容器CK1=8.2毫微法，并且電容器CK2=470微微法；隔直流電容器CB=220毫微法；鉗位二極管Dl和D2是MUR160快速整流器；輸出變壓器具有50對6匝數(shù)比；以及輸出濾波電容器C0=700微法。DC輸入電壓302設置為450 VDC。輸出電壓和電流與時間的圖表在各種極端工作條件期間來捕獲。圖5A、圖5B、圖6A和圖6B示出以上在具有各種負載狀況的啟動期間所述的不范轉換器400的輸出電壓和輸出電流的圖表。在這些圖表中，水平軸表示時間，而垂直軸表示電壓和/或電流的幅值?，F(xiàn)在參照圖5A所示的輸出電壓560與時間的圖表500，轉換器400在時間h以無負載來啟動，即，不存在連接到轉換器400的輸出端子490a和590b的負載，并且輸出電流為零。圖表500示出，輸出電壓560在啟動轉換器400之前為零，在時間h啟動轉換器時快速上升到27伏的峰值電壓，然后又固定到26.3伏的穩(wěn)態(tài)電壓。不存在電壓尖峰，并且過沖在無負載啟動期間限制到27伏。接下來參照圖5B的圖表550，示出當轉換器400以其全負載(即，從輸出端子290a、290b拉取4安培的負載)來啟動時的輸出電壓560和輸出電流570與時間。圖表550示出，輸出電流570在時間h啟動轉換器時從O安培快速上升到4安培，以及輸出電壓560上升到26.2伏的峰值電壓，然后又固定到23.54伏的穩(wěn)態(tài)電壓。圖6A中，示出輸出電壓560與時間的圖表600，其中負載電流570在時間h從4安培改變成零安培。圖表600示出，輸出電壓560當負載在時間h發(fā)生變化之前在穩(wěn)定的23.5伏開始，然后當負載電流570從4安培改變成零安培時快速上升到27伏的峰值，并且在負載發(fā)生變化之后固定到26.3伏的穩(wěn)態(tài)值。圖6B示出當負載在時間&從無負載、即零安培改變成全負載、即4安培時的輸出電壓560與時間的圖表650。圖表650示出，輸出電壓560當負載在時間tQ發(fā)生變化之前處于26.3伏的穩(wěn)態(tài)值，并且當負載在時間h從零安培改變成4安培之后固定到23.5伏的新穩(wěn)態(tài)值，但是在負載變化期間沒有超過26.3伏的初始值。本示范實施例還表明提供故障狀況期間的充分保護。例如，造成反饋控制電路中的短路、即非常嚴重的故障狀況引起被限制到27.2伏的最大數(shù)的輸出電壓尖峰。
[0032] 現(xiàn)在參照圖7，示出結合本公開的方面的諧振轉換器700的另一個實施例的示意圖。圖7所示的示范諧振轉換器700包括其輸入與輸出之間的電隔離，并且可有利地用于現(xiàn)有技術供應100中，以向LED陣列供應電力并且提供OVP保護，而無需圖1和圖2所示的現(xiàn)有技術諧振轉換器130或200中通常包含的附加電路。轉換器700還可用于要求具有OVP的隔離DC-DC轉換的任何系統(tǒng)中。如圖7所示，示范DC-DC轉換器700包括半波橋式轉換器310，其具有示范自激振蕩開關驅動電路416，以及配置成在供應干線404和回路干線406接收輸入DC電力，并且在結點410產生方波輸出電壓。半橋轉換器310提供方波電壓410，以激勵諧振儲能320，其將結點410處的方波電壓轉換為大體正弦AC總線電壓306。橋式轉換器310包括一對控制開關裝置Ql和Q2，其在圖7所示的實施例中是η溝道MOSFETdS是可使用任何適當開關裝置。在端子704和706所接收的DC輸入電壓由串聯(lián)耦合在供應干線404與回路干線406之間的開關裝置Ql和Q2有選擇地開/關，其中回路干線406耦合到第一電路地GNDl，其中，開關裝置Ql和Q2的選擇性開/關進行操作以在逆變器或橋式轉換器輸出結點410生成方波，其又激勵諧振儲能320，由此驅動高頻AC總線306。
[0033]轉換器700包括用于感測橋式轉換器輸出410并且用于驅動橋式轉換器310的自激振蕩的感測變壓器，其中包括第一繞組T2A和兩個二次繞組T2B、T2C。反饋變壓器360也包含在轉換器700中，以調整橋式轉換器310的工作頻率，并且由此調整輸出電壓Vy包含輸出變壓器350，以將電力從AC總線306傳遞給輸出整流器/濾波器330。結合在諧振儲能320的諧振電感器中的自激振蕩變壓器的第一繞組T2A連同開關驅動控制電路721、722中的繞組T2B和T2C —起提供結點410處的橋式輸出電壓的感測和反饋供橋式轉換器310的自激振蕩操作。在橋式轉換器310的操作期間，感測變壓器的第一繞組T2A充當諧振儲能電路320中的電感器，而二次繞組T2B和T2C分別連接在開關裝置Ql和Q2的柵極驅動電路中，供按照諧振電路320的諧振中的電壓擺動的開關裝置Ql、Q2的振蕩起動。反饋變壓器360具有控制器340中磁耦合到第二和第三繞組T3B、T3C的第一繞組T3A，其形成開關驅動電路721和722中的頻率控制電感，其中各開關驅動電路721、722包括來自感測變壓器和反饋變壓器360的繞組的串聯(lián)組合。反饋變壓器360由控制器340用來有選擇地控制開關驅動電路721和722的電感，并且因而控制逆變器工作頻率，供諧振轉換器700的閉環(huán)操作。
[0034]高頻AC總線在結點306由橋式轉換器310和諧振儲能電路320來生成，其中諧振儲能電路320包括由感測變壓器的第一繞組T2A所形成的諧振電感以及兩個諧振電容器Cki和CK2。諧振儲能320由LCC串聯(lián)-并聯(lián)類型諧振儲能來組成，其中電感T2A與電容器Ciu和Ck2串聯(lián)連接，以形成創(chuàng)建AC總線306上的大體正弦電壓的串聯(lián)諧振電路。輸出變壓器350與電容器Ck2并聯(lián)連接，從而提供串聯(lián)-并聯(lián)LCC諧振儲能配置的并聯(lián)部分。輸出變壓器350從高頻AC總線306接收AC電力，并且將其傳遞給輸出整流器330。隔直流電容器Cb與輸出變壓器350的一次繞組418串聯(lián)耦合，以防止DC電流流經一次繞組418并且不利地影響電力傳遞。削波電路470由二極管Dl和D2來形成，其分別將AC總線306電壓連接到正供應干線404電壓和回路干線406電壓(其連接到第一電路地GND1)。交替激活開關Ql和Q2，以在橋式轉換器輸出結點410提供方波。由橋式轉換器310所輸出的這個方波激勵諧振儲能320，其產生大體正弦AC總線電壓306。電力經過輸出變壓器350的二次側、即二次繞組422和424從AC總線306傳遞給輸出整流器/濾波器330。與上述拓撲相似，輸出變壓器350上的兩個平衡二次繞組422、424經過一對輸出二極管Dqi和DQ2、以相反極性連接到DC輸出電壓V。，由此在傳遞給輸出變壓器350的二次側之后提供AC總線電壓306的全波整流。整流電力由輸出電容器Q來平滑和濾波，從而產生DC輸出％。再次應當注意，可替換備選整流器配置，而沒有偏離本公開的精神和范圍。
[0035]開關選通信號712、714使用驅動電路721和722來生成，其中第一驅動電路721耦合在逆變器輸出結點410與第一電路結點716之間，并且第二驅動電路722耦合在電路地GNDl與第二電路結點718之間。驅動電路721和722包括感測變壓器的第一和第二驅動電感器T2B、T2C，其是相互耦合到諧振儲能電路320的諧振電感器T2A的二次繞組，以便在驅動電感器T2B和T2C中感應與諧振儲能電路320中的電流的瞬時變化率成比例的電壓，供逆變器310的自激振蕩操作。另外，驅動電路721和722包括由反饋變壓器的繞組T3B和T3C (其串連耦合到相應的第一和第二驅動電感器T2B、T2C以及分別經過R701和R702連接到柵極控制線712和714)所形成的頻率控制電感器。電容器C701串聯(lián)連接在感測變壓器繞組T2B與反饋變壓器繞組T3B之間，以幫助柵極驅動電路721的振蕩行為。類似地，電容器C702串聯(lián)連接在感測變壓器繞組T2C與柵極驅動電路722中的反饋變壓器繞組T3C之間。反饋變壓器360的繞組T3B和T3C作為控制器340的頻率控制電感進行操作。反饋變壓器具有耦合到控制器340的三次控制繞組T3A，通過其，控制器340能夠通過經過三次控制繞組T3A上的負載的控制改變頻率控制繞組T3B和T3C的電感，來改變逆變器310的振蕩頻率。
[0036]在操作中，柵極驅動電路721和722對周期的第一半將開關裝置Ql保持在“導通”狀態(tài)并且對周期的第二半將開關裝置Q2保持在“導通”狀態(tài)，以便在橋式轉換器輸出結點410生成大體方波，供激勵諧振儲能電路320。在一個實施例中，開關裝置Ql和Q2的柵極-源極電壓由耦合在相應開關源與柵極控制電路結點716、718之間的雙向電壓鉗Z1、Z2和Z3、Z4(例如背對背齊納二極管)來限制。在所示的示范實施例中，單獨雙向電壓鉗Z1、Z2和Z3、Z4與相應頻率控制電感器T3B和T3C協(xié)作以控制諧振電路320兩端的電壓的基頻分量與諧振電感器T2A的AC電流之間的相位角。
[0037]在半波橋式轉換器310和諧振儲能320的穩(wěn)態(tài)操作中，橋式轉換器輸出結點410處的方波電壓開始其中電壓等于正極干線504電壓的一個周期，以及C701兩端的初始偏壓下降。在示范橋式轉換器310中，包括電容器ClOl和電感器T3B的第一網絡以及包括電容器C702和電感器T3C的第二網絡等效地是電感的，其中工作頻率高于其諧振頻率。在穩(wěn)態(tài)振蕩操作中，這引起柵極電路的相移，以便允許流經電感器T2A的電流滯后于橋式轉換器輸出結點410處產生的電壓的基頻，因而促進橋式轉換器310的穩(wěn)態(tài)軟開/關。在所示的示范實施例中，由諧振儲能電路320所產生的AC總線電壓306由串聯(lián)連接的削波二極管Dl和D2來削波，以便限制諧振電路電容器CR2和輸出變壓器350的一次繞組所看到的電壓。隨著諧振逆變器輸出電壓306增加，削波二極管Dl、D2開始對AC總線電壓306進行削波，從而防止電容器Ck2和輸出變壓器350的并聯(lián)連接一次繞組兩端的電壓改變符號，并且將輸出電壓限制到防止對諧振轉換器700的組件的熱損壞的值。
[0038]在圖7所示的示范諧振轉換器700中，橋式轉換器310的標稱工作頻率高于諧振儲能320的諧振頻率。因此，橋式轉換器310的工作頻率的減小將工作頻率移動到更接近諧振電路320的諧振頻率，由此降低諧振儲能320的阻抗并且增加AC總線電壓306。類似地，橋式轉換器310的工作頻率的增加引起諧振儲能電路320的增加阻抗以及AC總線電壓306的減小。此外，頻率控制電感器T3A的降低負載引起橋式轉換器310的工作頻率的減小。因此，控制器340增加或降低頻率控制繞組T3A的負載，以減小或升高AC總線電壓306，其又升高或降低輸出整流器/濾波器330的輸出電壓V。。
[0039]因此，在穩(wěn)態(tài)操作中，橋式轉換器310和諧振儲能320提供高頻AC總線電壓306，同時保持開關裝置Ql和Q2的軟開/關。流經輸出變壓器350的一次繞組418的高頻電流磁耦合到二次繞組422和424，其驅動由輸出整流器/濾波器330中的二極管Dqi和Dq2所形成的全波整流器。如前面所述，其它形式的整流也可用于輸出整流器330中。圖7所示的示范輸出整流器/濾波器330包括其中包括電容器Ctj的輸出濾波器，電容器Ctj進行操作以減少諧波并且平滑二極管Dw和Dre所產生的整流DC電壓，從而產生來自圖7所示的示范諧振轉換器的大體穩(wěn)定DC輸出電壓Vo。
[0040]控制器340進行操作以通過調整半橋轉換器310的頻率，來保持大體恒定的輸出電壓\?？刹僮饕哉{整半橋式轉換器310的頻率的控制器340的一示范實施例在圖8中更詳細示出。在備選實施例中，控制器340包括一個或多個處理器，其可操作以調整半橋式轉換器310的頻率。在一個實施例中，控制器340由處理裝置可執(zhí)行的機器可讀指令來組成。
[0041]現(xiàn)在參照圖8，控制器340接收在端子822處由諧振轉換器700的輸出整流器330所產生的DC輸出電壓N0,并且使用電阻分壓器網絡(其由串聯(lián)連接在\與輸出地GND2之間的電阻器R824和R825所組成)來創(chuàng)建結點810處的反饋電壓。結點810處的這個反饋電壓用來驅動分流參考REF1。在一個實施例中，分流參考REFl是可編程參考，例如精確可編程參考TL431。本領域的技術人員將會知道，也可使用其它參考。諧振轉換器700的穩(wěn)定性和輸出響應的反饋補償由串聯(lián)連接在參考輸入與分流參考REFl的陰極之間的電阻器R826和電容器C6來提供。光隔離器Tl將控制電路與DC輸出電壓V。電隔離。光隔離器的Tl源LED的陰極經過串聯(lián)連接的電阻器R827連接到轉換器200的輸出電壓V。，而光隔離器Tl的源LED的陽極連接到分流參考REFl的陽極。反饋電壓810驅動分流參考REF1，其又控制光隔離器Il的輸出。光隔離器進行操作以通過調整三次繞組T3A(其又改變圖7的橋式轉換器310的工作頻率)所看到的負載，來改變/控制反饋變壓器360的橋式轉換器繞組T3B和T3C的電感。具體來說，當橋式轉換器310的頻率減小時，DC輸出電壓V。將增加，反過來也是一樣。橋式轉換器310的頻率隨三次繞組T3A的降低負載而減小。因此，圖8的示范控制器340進行操作以增加或降低T3A上的負載，以分別減小或升高DC輸出電壓V。。示范控制器340包括MOSFFET Q801,以控制全波橋式整流器(其由二極管D3-D6所組成，其中齊納二極管Z6耦合于其上和下端子)的負載。MOSFET Q801還耦合于橋式整流器D3-D6的上和下端子，而橋式整流器D3-D6的AC端子耦合到反饋變壓器360的三次繞組T3A。MOSFET Q801的柵極經過R802和R803從DC電壓源825來偏壓，并且由串聯(lián)連接到MOSFET Q801的電阻器R804和電容器C804以及連接到電路地GND2的電容器C601來穩(wěn)定。光隔離器Il的輸出經由電阻器R801從DC電壓源825接收驅動電力，并且驅動MOSFET Q601的柵極，由此控制反饋變壓器360的三次繞組T3A上的負載，其起作用以如上所述調整橋式轉換器310的頻率。
[0042]由控制器340所提供的反饋控制進行操作以減小所建立參考電平與DC輸出電壓V。之間的任何差。一般來說，控制器340通過增加MOSFET Q801上的柵極信號來增加負載，以降低變壓器繞組T3B和T3C的電感，由此增加橋式轉換器頻率，并且因而在所感測輸出電壓810高于參考電平時減小DC輸出電壓V。，而在所感測輸出電壓810低于參考電平時則反過來。圖8所示的示范控制器340示出控制器340的一個實施例，其可用來控制轉換器700的輸出電壓％，備選地，其它實施例是可能的，其中三次繞組T3A的負載修改成控制輸出整流器330的DC輸出電壓V。。因此，諧振轉換器700使用輸出變壓器350以隔離前向電力傳遞通路以及使用反饋變壓器360以隔離反饋通路，來提供諧振逆變器輸入704、706與輸出整流器330的DC輸出V。之間的電隔離。在圖8所示的示范控制器340中，附加電隔離由光隔離器Il來提供。
[0043]上述示范實施例包括串聯(lián)-并聯(lián)LCC諧振儲能320，其中具有與第二諧振電容器Ce2并聯(lián)耦合的輸出變壓器350所形成的負載。備選實施例使用其它諧振儲能配置，例如圖9A和圖9B所示示意圖中所示的配置。圖9A中的諧振儲能910包括與上述諧振儲能320相似的串聯(lián)-并聯(lián)LCC配置，其中諧振電感器Lk耦合到半橋式轉換器方波輸出410，以及第一和第二諧振電容器CK1、Ce2a串聯(lián)耦合在諧振電感器Lk與回路干線406之間。諧振儲能910包括附加諧振電容器Ck2b，其耦合在高頻AC總線306與供應干線404之間。這個附加諧振電容器Ck2b與第二諧振電容器Ck2a并聯(lián)起作用，以形成具有等于總和CK2A+ Ce2b的值的等效第二諧振電容。在上述實施例中由輸出變壓器350和隔直流電容器Cb來形成的負載并聯(lián)耦合到下電容器CK2A。備選地，負載可并聯(lián)耦合到上電容器CK2B。圖9B是示出具有直接耦合到半橋式轉換器方波輸出410的第一諧振電容器Cki的串聯(lián)-并聯(lián)CLC諧振儲能實施例920的示意圖，其中諧振電感器Lk和第二諧振電容器Ck2a串聯(lián)耦合在第一電容器Cki與回路干線406之間，附加電容器Ck2b耦合在AC總線306與回路干線406之間。如上所述，附加電容器Ce2b與電容器Cm并聯(lián)起作用，以形成CLC諧振儲能的第二諧振電容。通過串聯(lián)-并聯(lián)CLC諧振儲能配置920，負載可與電容器Ck2a或Ck2b的任一個并聯(lián)耦合。如上所述，削波電路470耦合到AC總線306以及供應干線404和回路干線406的每個，以將AC總線306電壓限制在供應干線404與回路干線406的電壓之間。本領域的技術人員將會知道，可使用其它諧振儲能配置，而沒有偏離本公開的精神和范圍。
[0044]圖10示出用于提供諧振開關模式DC-DC轉換器中的過電壓保護的方法的一個實施例的流程圖。該方法開始于接收10將要轉換的初始DC輸入電壓。DC輸入電壓則使用橋式轉換器來轉換12成方波電壓。用來創(chuàng)建方波電壓的轉換器能夠是由四個開關裝置所組成的全橋式轉換器，或者優(yōu)選地是僅使用兩個開關裝置的半橋式轉換器310。方波電壓則使用如圖4所示的串聯(lián)-并聯(lián)LCC諧振儲能電路320來轉換13成大體正弦AC電壓。備選地，大體正弦AC電壓能夠使用如圖9A和圖9B所示的備選諧振儲能配置910和920其中之一來創(chuàng)建。使用削波電路、例如圖4所示的削波電路470來防止大體正弦AC電壓超過DC輸入電壓。電隔離AC輸出電壓從大體正弦AC電壓來創(chuàng)建15。如上所述，由串聯(lián)-并聯(lián)LCC諧振儲能電路所創(chuàng)建的大體正弦AC輸出電壓是由與圖4所示第二諧振電容器Ck2并聯(lián)連接或者備選地與圖9A和圖9B所示電容器Ck2a并聯(lián)連接的裝置所看到的電壓。AC輸出電壓使用全波整流器和輸出濾波器、例如圖4所示的全波整流器和輸出濾波器330來轉換16成DC輸出電壓。在許多情況下，重要的是將DC輸出電壓保持在緊密度容限之內的大體恒定值。要實現(xiàn)這個方面，一些實施例包括監(jiān)測和調節(jié)DC輸出電壓的附加步驟17。在某些實施例中，這個調節(jié)通過調整如以上結合圖8所述、用來產生方波的半橋式轉換器的頻率來實現(xiàn)。
[0045]因此，雖然示出、描述和指出將本發(fā)明應用于示范實施例的新基本特征，但是將會理解，可由本領域的技術人員對所示裝置和方法的形式和細節(jié)及其操作進行各種省略、替換和變更，而沒有背離本發(fā)明的精神和范圍。此外，明確地預期，按照基本上相同的方式執(zhí)行基本上相同的功能以取得相同結果的那些元件和/或方法步驟的所有組合均屬于本發(fā)明的范圍之內。此外，應當知道，結合本發(fā)明的任何公開形式或實施例示出和/或描述的結構和/或元件和/或方法步驟可作為設計選擇的一般方面結合到其它任何公開或描述或建議的形式或實施例中。因此，預計僅受所附權利要求的范圍所指示的限制。
【權利要求】
1.一種諧振DC-DC轉換器，包括: 半橋轉換器，配置成接收DC輸入電力，并且產生方波電壓， 諧振儲能電路，包括電感元件、第一諧振電容器和第二諧振電容器，其中所述諧振儲能電路耦合到所述半橋轉換器，以接收所述方波電壓，使得在所述第二諧振電容器兩端產生大體正弦AC電壓， 輸出變壓器，具有一次繞組和一個或多個二次繞組，所述一次繞組并聯(lián)耦合到所述第二諧振電容器， 削波電路，耦合到所述一次繞組，使得所述一次繞組兩端的電壓不會基本上超過所述DC輸入電力的電壓，以及 輸出整流器，耦合到所述一個或多個二次繞組，并且配置成產生大體DC輸出電壓。
2.如權利要求1所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述削波電路包括耦合在所述一次繞組與所述DC輸入電力的供應之間的第一二極管以及耦合在所述一次繞組與所述DC輸入電力的回路之間的第二二極管。
3.如權利要求1所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述輸出整流器包括輸出濾波電容器和兩個輸出二極管， 其中所述一個或多個二次繞組包括兩個繞組，各以相反極性耦合到所述兩個輸出二極管中的相應一個，使得產生全波整流輸出電壓，以及 所述輸出濾波電容器耦合于所述全波整流輸出電壓兩端，以產生所述大體DC輸出電壓。
4.如權利要求1所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述半橋轉換器還包括磁耦合到所述電感元件的自激振蕩開關驅動電路。
5.如權利要求4所述的諧振DC-DC轉換器，還包括控制器，其中所述控制器耦合到所述DC輸出電壓，并且磁耦合到所述開關驅動電路，使得所述控制器可操作以至少部分基于所述DC輸出電壓來調整所述開關驅動電路的頻率。
6.如權利要求1所述的諧振DC-DC轉換器，其中，隔直流電容器與所述一次繞組串聯(lián)耦合。
7.如權利要求2所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述諧振儲能電路還包括耦合在所述供應與所述第二諧振電容器之間的第三諧振電容器。
8.如權利要求7所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述一次繞組與所述第三諧振電容器并聯(lián)耦合。
9.如權利要求1所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述第一諧振電容器與所述電感元件串聯(lián)耦合，所述電感元件與所述第二諧振電容器串聯(lián)耦合。
10.如權利要求1所述的諧振DC-DC轉換器，其中，所述電感元件與所述第一電容器串聯(lián)耦合，所述第一電容器與所述第二電容器串聯(lián)耦合。
11.一種用于提供諧振開關模式DC-DC轉換器中的過電壓保護的方法，所述方法包括: 使用半橋轉換器將具有供應和回路的DC輸入電壓轉換成方波； 使用串聯(lián)-并聯(lián)LCC諧振儲能電路將所述方波轉換成大體正弦AC總線電壓； 使用削波電路來防止所述AC總線電壓基本上超過所述DC輸入電壓；以及 創(chuàng)建AC輸出電壓并且經由輸出變壓器將其與所述AC總線電壓電隔離；使用全波整流器和輸出濾波器將所述AC輸出電壓轉換成DC輸出電壓。
12.如權利要求11所述的方法，還包括通過至少部分基于所述DC輸出電壓的測量以調整所述半橋轉換器的頻率，將所述輸出電壓調節(jié)在大體恒定值。
13.一種用于LED陣列的電源，所述電源包括: 輸入整流器，配置成接收輸入AC電力并且產生初始DC電壓； 升壓調節(jié)器，配置成接收所述初始DC電壓并且產生中間DC電壓，其中所述中間DC電壓大于所述初始DC電壓； 半橋轉換器，配置成接收所述中間DC電壓并且產生方波電壓， 諧振儲能電路，包括電感元件、第一諧振電容器和第二諧振電容器，其中所述諧振儲能電路耦合到所述半橋轉換器，以接收所述方波電壓，使得在所述第二諧振電容器兩端產生大體正弦AC電壓， 輸出變壓器，具有一次繞組和一個或多個二次繞組，所述一次繞組并聯(lián)耦合到所述第二諧振電容器， 削波電路，耦合到所述一次繞組，使得所述一次繞組兩端的電壓不會基本上超過所述中間DC電壓，以及 輸出整流器，耦合到所述一個或多個二次繞組，并且配置成產生大體DC輸出電壓。
14.如權利要求13所述的電源，其中，所述削波電路包括耦合在所述一次繞組與所述中間DC電壓的供應之間的第一二極管以及耦合在所述一次繞組與所述中間DC電壓的回路之間的第二二極管。
15.如權利要求13所述的電源，其中，所述輸出整流器包括輸出濾波電容器和兩個輸出二極管， 其中所述一個或多個二次繞組包括兩個繞組，各以相反極性耦合到所述兩個輸出二極管中的相應一個，使得產生全波整流輸出電壓，以及 所述輸出濾波電容器耦合于所述全波整流輸出電壓兩端，以產生所述大體DC輸出電壓。
16.如權利要求13所述的電源，其中，所述半橋轉換器還包括磁耦合到所述電感元件的自激振蕩開關驅動電路。
17.如權利要求16所述的電源，還包括控制器，其中所述控制器耦合到所述DC輸出電壓，并且磁耦合到所述開關驅動電路，使得所述控制器可操作以至少部分基于所述DC輸出電壓來調整所述開關驅動電路的頻率。
18.如權利要求13所述的電源，其中，隔直流電容器與所述一次繞組串聯(lián)耦合。
19.如權利要求13所述的電源，其中，所述半橋轉換器包括串聯(lián)連接在所述中間DC電壓的供應與回路之間的兩個開關、以及耦合到所述兩個開關并且配置成交替接通和關斷所述開關的各個以使得在所述兩個開關之間的電路結點產生所述方波電壓的微控制器。
20.如權利要求19所述的電源，其中，所述微控制器耦合到反饋電壓，其中所述反饋電壓與所述DC輸出電壓成比例，以及 所述微控制器還配置成至少部分基于所述反饋電壓來調整所述方波電壓的頻率。
【文檔編號】H05B41/282GK104040860SQ201280067350
【公開日】2014年9月10日 申請日期:2012年10月10日 優(yōu)先權日:2011年11月17日
【發(fā)明者】姚剛 申請人:通用電氣公司