I |Yp(a)||2, I |Yq(；b) I 鬥=0，
[0067] (3b32)在相同頻點(diǎn)上的相關(guān)系數(shù)為：
[0069]其中p,q = l,2，...，m，p^q，k = 0，l，...，N-l,
[0074]式中Cqm為周期偽隨機(jī)±1序列的周期傅里葉級數(shù)展開系數(shù)，表示取實(shí)部， 表示取虛部；
[007引（3b4)計算支路頻域能量的均值E[Tifd]、方差D[Tifd]和相關(guān)系數(shù)化k:
[0079] (3b5)根據(jù)任意兩個相關(guān)高斯隨機(jī)變量G和化k值的累積分布函數(shù)FR(r)，計算檢驗(yàn) 統(tǒng)計量r j, k的累積分布函數(shù)Pf:
[0080] FR(r)的表達(dá)式為：
[008引其中，化為高斯隨機(jī)變量G的均值，為高斯隨機(jī)變量G的方差，曲為高斯隨機(jī)變量 H的均值，(67^為高斯隨機(jī)變量H的方差，P為G和H的相關(guān)系數(shù)。
[008引當(dāng)N〉20時，Tifd近似服從高斯分布，其均值和方差分別是記和cj；；//V，Tf和Jf 的相關(guān)系數(shù)是Pik,由此可得檢驗(yàn)統(tǒng)計量。k的累積分布函數(shù)是：
[008引其中化k是第j支路頻域能量Tf和第k支路頻域能量Tf的相關(guān)系數(shù)，丫是檢驗(yàn)統(tǒng)
[0086] 計量；Tj,k的判決口限，E[ ?；]表示均值，D[ ?；]表示方差；
[0087] (3c)根據(jù)檢驗(yàn)統(tǒng)計量的累積分布函數(shù)Pf,利用恒虛警準(zhǔn)則，計算判決口限丫 j,k:
[0089] 其中，Pf為每個支路判決的預(yù)設(shè)虛警概率，(6-1( ?)為O ( ?)函數(shù)的逆函數(shù)。
[0090] 步驟4:將步驟(2)得到的檢驗(yàn)統(tǒng)計量與步驟(3)得到的判決口限值丫 進(jìn)行比 較，判斷有無信號：
[0091] 若存在統(tǒng)計量。k大于口限丫 Ik,則判為有信號；
[0092] 若不存在任何統(tǒng)計量。k大于口限丫 Ik,則判為無信號。
[0093] 本發(fā)明的效果可W通過W下仿真進(jìn)一步說明：
[0094] A、仿真條件
[0095] 仿真系統(tǒng)采用的寬帶調(diào)制變換器的等效采樣速率為fNYQ = 6G化，采集支路數(shù)為m = 20,隨機(jī)符號±1序列的周期為Tp = 7.5ns、頻率為fp = l/Tp，一個周期內(nèi)等效隨機(jī)碼片個數(shù) 為L = 45,每個通道所用低通濾波截止頻率為fs/2,單通道采樣速率為fs = fp;在頻段（0， fnyq/2 )內(nèi)，共存在N = 2個信號，每個信號的碼元速率為Sr = 1.024MBaud，每個信號的載波頻 率隨機(jī)產(chǎn)生，N個信號的功率相同，定義N個信號的總功率與噪聲功率的比值為信噪比，在每 個信噪比下進(jìn)行1000次仿真，預(yù)先設(shè)定的虛警概率為Pfa,利用MWC變換器進(jìn)行壓縮采集，所 用樣本點(diǎn)數(shù)K = IOOd
[0096] B、仿真內(nèi)容與結(jié)果
[0097] 仿真1:在信噪比為-20地~-10地W及預(yù)設(shè)虛警概率Pfa = O. Ol的條件下，對本發(fā)明 的正確檢測概率進(jìn)行仿真，仿真如圖2所示。
[0098] 由圖2可見，利用K=IOO欠采樣樣本點(diǎn)數(shù)，在信噪比大于等于-8地時，本發(fā)明的正 確檢測概率可W達(dá)到大于98%，本發(fā)明可W在較寬的信噪比范圍內(nèi)獲得極為優(yōu)越的預(yù)判決 性能。
[0099] 仿真2:在信噪比為-20地~-10地W及預(yù)設(shè)虛警概率Pfa = O. Ol的條件下，對本發(fā)明 的虛警概率進(jìn)行仿真，仿真如圖3所示。
[0100] 由圖3可見，利用K=IOO欠采樣樣本點(diǎn)數(shù)，在信噪比-20地~-IOdB的范圍內(nèi)，本發(fā) 明的虛警概率基本抑制在預(yù)設(shè)虛警概率值附近，本發(fā)明計算的口限值合理，可有效克服虛 警的產(chǎn)生。
[0101] 仿真3:在信噪比為-20地~-lOdB、虛警概率為0.01 W及噪聲不確定度P=I.4的條 件下，對本發(fā)明的正確檢測概率進(jìn)行仿真，并將其與不存在噪聲不確定度的仿真曲線進(jìn)行 對比，仿真結(jié)果如圖4所示。
[0102] 由圖4可見，在存在噪聲不確定度時，本發(fā)明的正確檢測概率并沒有太大變化，本 發(fā)明的性能曲線在存在噪聲不確定度和不存在噪聲不確定度時基本重合，說明本發(fā)明可有 效對抗噪聲不確定度。
[0103] 仿真4:在信噪比為-16地的條件下，對本發(fā)明面向?qū)拵д{(diào)制變換器的欠采樣頻譜 感知預(yù)判決方法的接收機(jī)性能曲線進(jìn)行仿真，并將其與存在噪聲不確定度P = I.4的仿真曲 線進(jìn)行對比，仿真結(jié)果如圖5所示。
[0104] 由圖5可見，本發(fā)明給出的預(yù)判決算法可W在較小的虛警概率和較低的信噪比條 件下，獲得較為優(yōu)越的感知性能，在存在噪聲不確定度時，本發(fā)明的接收機(jī)性能曲線也基本 不變，說明本發(fā)明對噪聲不確定度有魯棒性。
[0105]綜合上述仿真結(jié)果分析，本發(fā)明可在較小的虛警概率和較低的信噪比條件下，獲 得較為優(yōu)越的感知性能，在存在噪聲不確定度時，感知性能基本不變，說明本發(fā)明可有效對 抗噪聲不確定度。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種面向?qū)拵д{(diào)制變換器的欠采樣頻譜感知預(yù)判決方法，包括如下步驟： (1) 接收端對接收到的信號利用寬帶調(diào)制變換器進(jìn)行壓縮采樣，得到m路樣本yi(n)，i = 1，2,…，m，n = 0,1，…，N-1，N為樣本點(diǎn)數(shù)，并分別計算每個支路采集樣本的時域能量: (2) 根據(jù)時域能量計算檢驗(yàn)統(tǒng)計量其中，？f和？f分別為第j支路和第k支路的時域能量，j = 2,3,…，m，k=l，2,…J-1， 得到m(m-l)/2個檢驗(yàn)統(tǒng)計量； (3) 計算檢驗(yàn)統(tǒng)計量。k的判決口限丫 j,k: (3a)將第i條支路的時域能量7；w變換成頻域能量T/d，將檢驗(yàn)統(tǒng)計量。k由時域轉(zhuǎn)換到 頻域，(3b)構(gòu)建檢驗(yàn)統(tǒng)計量η,k的累積分布函數(shù)Pf:其中化k是Jf和心勺相關(guān)系數(shù)，取值為，Φ( ·)函數(shù)表 達(dá)式戈(3c)根據(jù)檢驗(yàn)統(tǒng)計量的累積分布函數(shù)Pf，利用恒虛警準(zhǔn)則，計算判決口限丫 j,k:其中，Pf為每個支路判決的預(yù)設(shè)虛警概率，Φ^( ·)為Φ( ·)函數(shù)的逆函數(shù)； (4) 將步驟(2)得到的檢驗(yàn)統(tǒng)計量η,k與步驟(3)得到的口限值丫 進(jìn)行比較，判斷有無 信號，若存在統(tǒng)計量。,k大于口限丫 j,k，則判為有信號；若不存在任何統(tǒng)計量。,k大于口限 Tj,k，則判為無信號。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的面向?qū)拵д{(diào)制變換器的欠采樣頻譜感知預(yù)判決方法，其中步 驟(1)中計算每個支路采集樣本yi(n)的時域能量;7f，根據(jù)下式計算：3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的面向?qū)拵д{(diào)制變換器的欠采樣頻譜感知預(yù)判決方法，其中步 驟(3a)中將第i條支路的時域能量Jf變換成頻域能量T/d，是利用帕薩瓦爾能量守恒定律， 根據(jù)下式計算：其中，Yi化)是yi(n)的離散傅里葉變換，i = l，2,…，ηι，η = 0，1，···，Ν-1。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的面向?qū)拵д{(diào)制變換器的欠采樣頻譜感知預(yù)判決方法，其中步 驟(3b)中構(gòu)建檢驗(yàn)統(tǒng)計量η,k的累積分布函數(shù)Pf，按如下步驟進(jìn)行： (3bl)計算Yi化)的統(tǒng)計特性： (3bll)依據(jù)寬帶調(diào)制變換器MWC壓縮采集結(jié)構(gòu)，對支路樣本yi(n)進(jìn)行離散傅里葉變換， 得到支路樣本頻譜Yi化）：其中，cii為周期偽隨機(jī)±1序列pi(t)的周期傅里葉級數(shù)展開系數(shù)，L是完整表述輸入信 號x(t)傅里葉變換X(jQ)所需要的子空間個數(shù)，L可根據(jù)下式計算，其中，fNYQ是MWC的等效奈奎斯特采樣速率，fp是隨機(jī)符號序列的頻率，fs是低通采樣速 率. (3bl2)在主用戶不存在的情況下，輸入信號頻譜X化)是均值為0、方差為σ別勺離散隨機(jī) 變量，利用X化)的均值和方差，計算支路樣本頻譜Yi化)的統(tǒng)計特性： 計算Yi化)的均值E[Yi化）]和方差D[Yi化）]為：(3b2)計算支路樣本頻譜Yi(k)模平方的均值E[||Yi化）||2巧日方差D[||Yi化)||2]:其中，誠是輸入信號頻譜X化)的方差； (3b3)計算支路樣本頻譜Yi化)模平方的相關(guān)系數(shù)： (3b31)在不同頻點(diǎn)上的相關(guān)系數(shù)為： cov[||Yp(a)||2，||Yq(b)||2]=〇， (3b32)在相同頻點(diǎn)上的相關(guān)系數(shù)為：Cpm、Cqm為周期偽隨機(jī)±1序列的周期 傅里葉級數(shù)展開系數(shù)，:表示取實(shí)部，深(*)表示取虛部； (3b4)計算支路頻域能量的均值E[T/d]、方差D[T/d巧日相關(guān)系數(shù)化k:(3b5)根據(jù)任意兩個相關(guān)高斯隨機(jī)變量G和化k值的累積分布函數(shù)FR(r)，計算檢驗(yàn)統(tǒng)計 量rj,k的累積分布函數(shù)Pf: Fr(;t)的表達(dá)式為：其中，μκ為高斯隨機(jī)變量G的均值，為高斯隨機(jī)變量G的方差，μκ為高斯隨機(jī)變量Η的 均值，為高斯隨機(jī)變量Η的方差，Ρ為G和Η的相關(guān)系數(shù)。 當(dāng)Ν〉20時，T/d近似服從高斯分布，其均值和方差分別是和W和?f的相 關(guān)系數(shù)是Pik，由此可得檢驗(yàn)統(tǒng)計量。k的累積分布函數(shù)是：其中0^,1<是第^'支路頻域能量?7^"和第4支路頻域能量7/的相關(guān)系數(shù)，丫是檢驗(yàn)統(tǒng)計量 rj,k的判決口限，E[ ·]表示均值，D[ ·]表示方差。
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種面向?qū)拵д{(diào)制變換器的欠采樣頻譜感知預(yù)判決方法，主要解決現(xiàn)有技術(shù)虛警概率高和計算代價大的問題。其技術(shù)方案是：1.接收端對接收到的信號進(jìn)行壓縮采樣，得到m路樣本并計算每個支路采集樣本的時域能量；2.根據(jù)時域能量計算檢驗(yàn)統(tǒng)計量rj，k；3.計算檢驗(yàn)統(tǒng)計量的判決門限γj，k；4將檢驗(yàn)統(tǒng)計量與判決門限比較，判決信號是否存在：若rj，k>γj，k，則判為有信號，若所有的rj，k≤γj，k，則判為無信號。本發(fā)明具有感知性能受噪聲功率的影響較小，計算復(fù)雜度低，有效減小寬帶高斯白噪聲非稀疏性對欠采樣頻譜感知的影響的優(yōu)點(diǎn)，可用于模擬信號壓縮采樣的寬帶頻譜感知中。
【IPC分類】H04W16/14, H04L27/00, H04B17/382
【公開號】CN105578480
【申請?zhí)枴緾N201510939335
【發(fā)明人】齊佩漢, 耿雨晴, 李贊, 高銳, 司江勃, 關(guān)磊, 熊天意, 王盛云, 王思勉, 申鵬
【申請人】西安電子科技大學(xué)
【公開日】2016年5月11日
【申請日】2015年12月15日