本發(fā)明涉及導(dǎo)航接收機(jī)設(shè)備研制領(lǐng)域，具體的說是一種用于GNSS導(dǎo)航接收機(jī)信號跟蹤的多速率卡爾曼載波跟蹤環(huán)路及方法，其可運(yùn)用在衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中接收終端類設(shè)備的研制中。

背景技術(shù)：

隨著衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)發(fā)展，新一代導(dǎo)航信號將逐漸為用戶提供服務(wù)，針對新一代導(dǎo)航信號中含有多路導(dǎo)航信號，如導(dǎo)頻支路和數(shù)據(jù)支路，而不同支路的信號相干積分時(shí)間可能存在差異；另外慣性傳感器，如IMU等也將越來越多的用于和GNSS的組合系統(tǒng)中，而傳感器輸出的信息速率可能和傳統(tǒng)GNSS環(huán)路也將不同，因此需要研究GNSS信號中多種不同速率共存情況下的信號組合跟蹤濾波器。

目前針對新一代導(dǎo)航信號中含有多路信號的接收方法主要有兩類，一類是基于最優(yōu)組合的PLL(OLC PLL:Optional Linear Combined Phase Locked Loop)跟蹤環(huán)路，另一類是基于雙更新速率的PLL(DUPLL:Dual Update-rate PLL)跟蹤環(huán)路。OLC PLL環(huán)路雖然可以有效利用數(shù)據(jù)支路和導(dǎo)頻支路的能量，提升信號的跟蹤性能，但其中的組合鑒別器的相干積分時(shí)間將會受制于數(shù)據(jù)支路的上未知信息符號的影響，不利于發(fā)揮導(dǎo)頻通道的潛在優(yōu)勢。DUPLL可以將數(shù)據(jù)支路和導(dǎo)頻支路以不同的更新速率進(jìn)行組合，使得導(dǎo)頻通道的相干積分時(shí)間不受電文符號的約束，現(xiàn)有結(jié)果表明DUPLL方法可以在信號動態(tài)和跟蹤精度間進(jìn)行折中設(shè)計(jì)。但是該方法不能解決針對兩種以上不同更新速率跟蹤環(huán)路間的組合問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

現(xiàn)有技術(shù)中介紹的兩種方法均不能實(shí)現(xiàn)兩種不同更新速率下的跟蹤環(huán)路之間的組合問題，針對現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，為此本發(fā)明提供了一種用于GNSS信號的多速率卡爾曼跟蹤環(huán)路的方法，具體的說是一種利用多更新速率卡爾曼濾波器MUKF(MUKF:Multiple Update-rate Kalman Filter)實(shí)現(xiàn)多種不同更新速率跟蹤環(huán)路的GNSS信號組合跟蹤方法。為實(shí)現(xiàn)上述目的，具體技術(shù)方案如下。

一種用于GNSS信號的多速率組合卡爾曼載波跟蹤方法，包括以下步驟：

步驟1，使GNSS信號依次經(jīng)過接收機(jī)中的天線、射頻前端、AD轉(zhuǎn)換器后轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字中頻信號r(t)，t為接收時(shí)刻；

步驟2，本地載波生成裝置NCO(NCO:Numerically Controlled Oscillator)產(chǎn)生頻率控制字為f_NCO的兩路信號，分別為同相信號s_I(t)和正交信號s_Q(t)，具體為：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地偽碼生成裝置產(chǎn)生導(dǎo)頻支路偽碼信號c_p(t)和數(shù)據(jù)支路偽碼信號c_d(t)；

將數(shù)字中頻信號分為相同的兩路信號，一路信號與同相信號相乘混合為s_I(t)·r(t)，再分別與導(dǎo)頻支路偽碼信號、數(shù)據(jù)支路偽碼信號相乘混合后，得到信號為s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信號與正交信號相乘混合為s_Q(t)·r(t)，再分別與導(dǎo)頻支路偽碼信號、數(shù)據(jù)支路偽碼信號相乘混合后，得到信號為s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步驟3，相關(guān)器進(jìn)行相關(guān)處理，相關(guān)器用于將輸入的接收信號進(jìn)行相干積累，設(shè)相干積分時(shí)間為T_c，對步驟2中的四路信號分別進(jìn)行處理得到輸出信號分別為I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k，其中下標(biāo)k表示跟蹤環(huán)路中第k個(gè)跟蹤歷元，每個(gè)歷元對應(yīng)的時(shí)長為T_c，故輸出信號的積分區(qū)間為(k-1)·T_c到k·T_c，具體結(jié)果如下：

后文中所有下標(biāo)k均表示該變量在第k個(gè)歷元對應(yīng)值；

步驟4，鑒別器處理，用于計(jì)算步驟3中輸出信號中的誤差參數(shù)，鑒別器包括數(shù)據(jù)支路鑒相器，記為第一鑒別器；導(dǎo)頻支路鑒相器，記為第二鑒別器；導(dǎo)頻支路鑒頻器，記為第三鑒別器；

所述步驟3中的相關(guān)器輸出信號I_d,k,Q_d,k輸入第一鑒別器，經(jīng)第一鑒別器處理后輸出為ε_d,θ,k，相關(guān)器輸出信號I_p,k,Q_p,k分別輸入第二鑒別器和第三鑒別器后，經(jīng)第二鑒別器和第三鑒別器處理后分別輸出為ε_p,θ,k和ε_p,f,k；具體各輸出計(jì)算過程為：

其中

N_d,θ，N_p,θ，N_p,f分別為數(shù)據(jù)支路鑒相器、導(dǎo)頻支路鑒相器、導(dǎo)頻支路鑒頻器三個(gè)鑒別器的相干積累次數(shù)；因此三個(gè)鑒別器分別每隔N_d,θ,N_p,θ,N_p,f個(gè)歷元輸出一次結(jié)果，即并非每個(gè)歷元都會有鑒別器結(jié)果輸出；

步驟5，多更新速率卡爾曼濾波器MUKF(MUKF:Multiple Update-rate Kalman Filter)進(jìn)行濾波處理，將濾波結(jié)果反饋至載波生成裝置中用于更新頻率控制字f_NCO。

進(jìn)一步地，所述步驟5中MUKF濾波的具體過程為：

步驟51，根據(jù)鑒別器的輸出結(jié)果獲取量測信息，量測信息包括MUKF濾波器的新息增量Y_k,量測矩陣H_k，量測噪聲矩陣R_k,當(dāng)三個(gè)鑒別器的結(jié)果均有輸出時(shí)，表達(dá)式為：

H_d,θ，H_p,θ和H_p,f分別為三個(gè)鑒別器對應(yīng)的量測矩陣，具體為

R_d,θ,R_p,θ和R_p,f分別為三個(gè)鑒別器輸出結(jié)果的噪聲方差，具體為：

其中C/N₀為信號載噪比，表示信號強(qiáng)度的大小。

當(dāng)某跟蹤歷元中僅有其中一個(gè)或兩個(gè)鑒別器的結(jié)果輸出時(shí)，Y_k，H_k和R_k只需要取對應(yīng)項(xiàng)的組合即可；

步驟52，MUKF跟蹤濾波器濾波迭代過程，具體如下：

濾波器的系統(tǒng)方程為：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分別為第k個(gè)歷元時(shí)的系統(tǒng)狀態(tài)向量，T表示矩陣轉(zhuǎn)置運(yùn)算符號；θ_k,f_k,α_k信號的載波相位，頻率和頻率變化率，單位分別為周，Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_bω_rf·w_d(ω_rf/c)·w_a]^T為系統(tǒng)噪聲,w_b和w_d分別為由接收機(jī)中晶體振蕩器的引起的相位噪聲和頻率噪聲,其噪聲譜密度分別為q_b和q_d；w_a是系統(tǒng)頻率變化率噪聲，其功率譜密度為q_a；ω_rf是載波頻率，c為光速，取值為3×10⁸m/s；Φ是系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣，具體為：

Q是w_k對應(yīng)的系統(tǒng)噪聲協(xié)方差矩陣，具體為：

結(jié)合步驟51中獲取的量測信息，MUKF濾波過程為：

Step 1：計(jì)算系統(tǒng)狀態(tài)向量預(yù)測值

Step 2：計(jì)算系統(tǒng)狀態(tài)向量協(xié)方差矩陣的預(yù)測值

Step 3：若當(dāng)前歷元時(shí)刻無鑒別器結(jié)果輸出，則轉(zhuǎn)至Step6，若當(dāng)前歷元有至少一個(gè)鑒別器輸出結(jié)果，則根據(jù)對應(yīng)量測信息中的R_k，H_k計(jì)算卡爾曼濾波器增益G_k：

Step 4：根據(jù)新息Y_k更新系統(tǒng)狀態(tài)向量值：

Step 5：更新系統(tǒng)狀態(tài)向量協(xié)方差矩陣：

Step 6：無鑒別器結(jié)果輸出時(shí)直接將預(yù)測結(jié)果作為當(dāng)前歷元的估計(jì)結(jié)果，即

步驟53，根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)向量X_k的估計(jì)結(jié)果，反饋輸出至本地載波生成裝置NCO用于更新頻率控制字f_NCO，即

f_NCO＝f_k

其中f_k為向量X_k中的第二個(gè)元素，即信號載波頻率；

至此，完成了一次MUKF的濾波處理過程。

本發(fā)明還提供了一種用于GNSS信號跟蹤的多更新速率卡爾曼跟蹤環(huán)路，包括本地載波生成裝置NCO 1、本地偽碼生成裝置2、6個(gè)乘法器、4個(gè)相關(guān)器、3個(gè)鑒別器和1個(gè)MUKF；通過本地載波生成裝置NCO產(chǎn)生同相信號和正交信號，第一乘法器3和第二乘法器4將數(shù)字中頻信號與同相信號、正交信號分別進(jìn)行乘運(yùn)算得到混合信號s_I(t)·r(t)和s_Q(t)·r(t)；第三乘法器5將s_I(t)·r(t)與本地偽碼生成裝置2產(chǎn)生導(dǎo)頻支路偽碼信號進(jìn)行乘運(yùn)算后輸出至第一相關(guān)器9，第四乘法器6將s_Q(t)·r(t)與本地偽碼生成裝置2產(chǎn)生導(dǎo)頻支路偽碼信號進(jìn)行乘運(yùn)算后輸出至第二相關(guān)器10，第五乘法器7將s_Q(t)·r(t)與本地偽碼生成裝置2產(chǎn)生數(shù)據(jù)支路偽碼信號進(jìn)行乘運(yùn)算后輸出至第三相關(guān)器11，第六乘法器8將s_I(t)·r(t)與本地偽碼生成裝置產(chǎn)生數(shù)據(jù)支路偽碼信號進(jìn)行乘運(yùn)算后輸出至第四相關(guān)器12；第一相關(guān)器9和第二相關(guān)器10的輸出作為第一鑒別器13的輸入，第三相關(guān)器11和第四相關(guān)器12的輸出作為第二鑒別器14和第三鑒別器15的輸入；第一鑒別器，第二鑒別器和第三鑒別器的輸出作為MUKF的輸入；所述MUKF的輸出結(jié)果反饋至本地載波生成裝置NCO，用于更新本地載波生成裝置NCO的振蕩頻率(即：頻率控制字)。

本發(fā)明的有益技術(shù)效果是：1、實(shí)現(xiàn)多種不同更新速率下跟蹤環(huán)路的組合。通過提高傳統(tǒng)KF跟蹤濾波器的更新間隔，可以實(shí)現(xiàn)多種不同更新速率的跟蹤環(huán)路組合在一個(gè)組合卡爾曼跟蹤濾波器中。2、多種不同更新速率環(huán)路的組合可以提高組合環(huán)路的跟蹤性能。多種不同更新速率下的組合環(huán)路可以對參數(shù)進(jìn)行靈活設(shè)計(jì)，充分發(fā)揮不同跟蹤環(huán)路的優(yōu)勢，提高組合環(huán)路的跟蹤性能。

附圖說明

圖1為本發(fā)明中多更新速率卡爾曼跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明方法流程示意圖；

圖3為多更新速率組合卡爾曼載波跟蹤過程示意圖；

圖4為實(shí)施例中設(shè)置的仿真場景；

圖5為本發(fā)明方法和DUPLL濾波器的跟蹤結(jié)果。

具體實(shí)施方式

為了使本發(fā)明的技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實(shí)施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅用于解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

本發(fā)明實(shí)施例提出了用于GNSS信號跟蹤的多速率組合卡爾曼跟蹤方法，可以提高對GNSS信號的跟蹤性能。

圖1給出了本發(fā)明中多更新速率卡爾曼跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為本發(fā)明方法流程示意圖。

步驟1，GNSS信號依次經(jīng)過接收機(jī)中的天線、射頻前端、AD轉(zhuǎn)換器后轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字中頻信號r(t)；

步驟2，本地載波生成裝置NCO產(chǎn)生頻率控制字為f_NCO的兩路信號，分別為同相信號s_I(t)和正交信號s_Q(t)，具體為：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

本地偽碼生成裝置產(chǎn)生導(dǎo)頻支路偽碼信號c_p(t)和數(shù)據(jù)支路偽碼信號c_d(t)；

將數(shù)字中頻信號分為相同的兩路信號，一路信號與同相信號相乘混合為s_I(t)·r(t)，再分別與導(dǎo)頻支路偽碼信號、數(shù)據(jù)支路偽碼信號相乘混合后，得到信號為s_I(t)·c_p(t)·r(t)、s_I(t)·c_d(t)·r(t)；另一路信號與正交信號相乘混合為s_Q(t)·r(t)，再分別與導(dǎo)頻支路偽碼信號、數(shù)據(jù)支路偽碼信號相乘混合后，得到信號為s_Q(t)·c_p(t)·r(t)、s_Q(t)·c_d(t)·r(t)；

步驟3，相關(guān)器進(jìn)行相關(guān)處理，相關(guān)器用于將輸入的接收信號進(jìn)行相干積累，設(shè)相干積分時(shí)間為T_c，對步驟2中的四路信號分別進(jìn)行處理得到輸出信號分別為I_p,k,Q_p,k,I_d,k,Q_d,k，其中下標(biāo)k表示跟蹤環(huán)路中第k個(gè)跟蹤歷元，每個(gè)歷元對應(yīng)的時(shí)長為T_c，故輸出信號的積分區(qū)間為(k-1)·T_c到k·T_c，具體結(jié)果如下：

后文中所有下標(biāo)k均表示該變量在第k個(gè)歷元對應(yīng)值；

步驟4，鑒別器處理，用于計(jì)算步驟3中輸出信號中的誤差參數(shù)，鑒別器包括數(shù)據(jù)支路鑒相器(第一鑒別器)，導(dǎo)頻支路鑒相器(第二鑒別器)，導(dǎo)頻支路鑒頻器(第三鑒別器)，

所述步驟3中的相關(guān)器輸出信號I_d,k,Q_d,k輸入第一鑒別器，經(jīng)第一鑒別器處理后輸出為ε_d,θ,k，相關(guān)器輸出信號I_p,k,Q_p,k分別輸入第二鑒別器和第三鑒別器后，經(jīng)第二鑒別器和第三鑒別器處理后分別輸出為ε_p,θ,k和ε_p,f,k；具體各輸出計(jì)算過程為：

其中

N_d,θ,N_p,θ,N_p,f,分別為三個(gè)鑒別器的相干積累次數(shù)，N_m為N_d,θ,N_p,θ,N_p,f的最小公倍數(shù)，因此三個(gè)鑒別器分別每隔N_d,θ,N_p,θ,N_p,f個(gè)歷元輸出一次結(jié)果，即并非每個(gè)歷元都會有鑒別器結(jié)果輸出；

步驟5，多更新速率卡爾曼濾波器MUKF進(jìn)行濾波處理。圖3給出了多更新速率組合卡爾曼載波跟蹤過程示意圖，具體包括步驟：

步驟51，根據(jù)鑒別器的輸出結(jié)果獲取量測信息，量測信息包括MUKF的新息增量Y_k,量測矩陣H_k，量測噪聲矩陣R_k,當(dāng)三個(gè)鑒別器的結(jié)果均有輸出時(shí)，表達(dá)式為：

其中diag表示構(gòu)造對角矩陣符號；

H_d,θ,H_p,θ,和H_p,f分別為三個(gè)鑒別器對應(yīng)的量測矩陣，具體為

R_d,θ,R_p,θ和R_p,f分別為三個(gè)鑒別器輸出結(jié)果的噪聲方差，具體為：

其中C/N₀為信號載噪比，表示信號強(qiáng)度的大小。

當(dāng)某跟蹤歷元中僅有其中一個(gè)或兩個(gè)鑒別器的結(jié)果輸出時(shí)，Y_k，H_k和R_k只需要取對應(yīng)項(xiàng)的組合即可；

步驟52，MUKF濾波迭代過程，具體如下：

濾波器的系統(tǒng)方程為：

X_k+1＝Φ·X_k+w_k

其中X_k＝[θ_k,f_k,α_k]^T，分別為第k個(gè)歷元時(shí)的系統(tǒng)狀態(tài)向量，θ_k,f_k,α_k信號的載波相位，頻率和頻率變化率，單位分別為周，Hz和Hz/s；w_k＝[ω_rf·w_bω_rf·w_d(ω_rf/c)·w_a]^T為系統(tǒng)噪聲,w_b和w_d分別為由接收機(jī)中晶體振蕩器的引起的相位噪聲和頻率噪聲,其噪聲譜密度分別為q_b和q_d；w_a是系統(tǒng)頻率變化率噪聲，其功率譜密度為q_a；ω_rf是載波頻率，c為光速，實(shí)施例中取值為3×10⁸m/s；Φ是系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣，具體為：

Q是w_k對應(yīng)的系統(tǒng)噪聲協(xié)方差矩陣，具體為：

實(shí)施例中q_b和q_d通常取q_b＝2×10^-14，q_d＝2×10^-15；系統(tǒng)狀態(tài)向量X_k的協(xié)方差矩陣為P_k，隨著MUKF的濾波進(jìn)行更新。

結(jié)合步驟51中獲取的量測信息，MUKF濾波過程為：

Step 1：計(jì)算系統(tǒng)狀態(tài)向量預(yù)測值

Step 2：計(jì)算系統(tǒng)狀態(tài)向量協(xié)方差矩陣的預(yù)測值

Step 3：若當(dāng)前歷元時(shí)刻無鑒別器結(jié)果輸出，則轉(zhuǎn)至Step6，若當(dāng)前歷元有至少一個(gè)鑒別器輸出結(jié)果，則根據(jù)對應(yīng)量測信息中的R_k，H_k計(jì)算卡爾曼濾波器增益G_k：

Step 4：根據(jù)新息Y_k更新系統(tǒng)狀態(tài)向量值：

Step 5：更新系統(tǒng)狀態(tài)向量協(xié)方差矩陣：

Step 6：無鑒別器結(jié)果輸出時(shí)直接將預(yù)測結(jié)果作為當(dāng)前歷元的估計(jì)結(jié)果，即

步驟53，根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)向量X_k的估計(jì)結(jié)果，反饋輸出至本地載波生成裝置NCO用于更新頻率控制字f_NCO，即：

f_NCO＝f_k

其中f_k為向量X_k中的第二個(gè)元素，即信號載波頻率；

至此，完成了一次MUKF的濾波處理過程。

圖3為本實(shí)施例的仿真場景設(shè)置情況，其中信號動態(tài)設(shè)置為多普勒正弦變化，信號強(qiáng)度變化情況為前30s設(shè)置為35dBHz，30～60s之間為從35dBHz均勻下降至16dBHz，然后每隔60s信號強(qiáng)度降低1dBHz，直至330s，此時(shí)信號強(qiáng)度為13dBHz，從330s到390s，信號強(qiáng)度均勻上升至35dBHz，然后一直保持到420s。

圖4為本實(shí)施例和傳統(tǒng)DUPLL跟蹤方法的對比結(jié)果，其中MUKF(1,40,30)表示MUKF方法中N_d,θ＝1，N_p,θ＝40，N_p,f＝30，DUPLL(1,40)表示DUPLL方法中數(shù)據(jù)支路鑒相器的積分時(shí)間為1ms，導(dǎo)頻支路鑒相器的積分時(shí)間為40ms，可以看出對于DUPLL跟蹤方法而言，當(dāng)信號強(qiáng)度降低至15dBHz時(shí)，此時(shí)DUPLL發(fā)生失鎖，已經(jīng)不能正常對信號進(jìn)行跟蹤，但是對于本發(fā)明跟蹤方法而言，可以一直保持對信號頻率的跟蹤，當(dāng)信號強(qiáng)度較強(qiáng)時(shí)，信號載波相位可以鎖定，當(dāng)信號較弱時(shí)，可以充分發(fā)揮MUKF組合環(huán)路中鎖頻環(huán)具有高靈敏度的優(yōu)勢，保持對信號載波頻率的鎖定，故本發(fā)明跟蹤方法要比傳統(tǒng)DUPLL跟蹤方法具有更高的跟蹤靈敏度性能。

綜上所述，雖然本發(fā)明已以較佳實(shí)施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可作各種更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng)視權(quán)利要求書界定的范圍為準(zhǔn)。