本發(fā)明涉及電動汽車功率控制，尤其是涉及一種車載式雙向功率變換器。

背景技術(shù)：

1、在電動汽車保有量連年攀升的背景下，數(shù)量龐大的電動汽車群已經(jīng)作為一種可移動式儲能的方式存在，電動汽車可以作為調(diào)節(jié)電網(wǎng)的虛擬電廠，在用電高峰期，將電能反送至電網(wǎng)，在用電低峰期，從電網(wǎng)獲取電能進行儲存，當龐大的電動汽車群被有效調(diào)度時，可以實現(xiàn)調(diào)節(jié)電網(wǎng)峰谷差的作用，維護電網(wǎng)穩(wěn)定性。而目前市場上存在的電動汽車，只能通過充電樁與電網(wǎng)進行電能互送，由于充電樁成本高、占地廣，普通消費者難以進行安裝，因此難以做到大規(guī)模建設(shè)，無法實現(xiàn)與車輛達到匹配程度，龐大的電動汽車無法有效參與電網(wǎng)調(diào)度，因此如何實現(xiàn)電動汽車低成本、便捷快速實現(xiàn)與電網(wǎng)進行電能傳輸，成為研究方向。

2、在電動汽車參與電網(wǎng)能量互動過程中，其核心部件就是雙向功率變換器，作為連接電網(wǎng)與電動汽車能量流動的通道，不僅要滿足功率雙向流動，還要具備能快速響應電網(wǎng)調(diào)度命令，輸出符合電能質(zhì)量的要求。

技術(shù)實現(xiàn)思路

1、為了克服上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種車載式雙向功率變換器，該車載式雙向功率變換器對其整體拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計相應控制方法，前級采用無電感解耦控制策略，采用改進型環(huán)路濾波器的單相鎖相環(huán)，準確高效獲取電網(wǎng)相位，能夠在電網(wǎng)發(fā)生畸變工況下，使變換器穩(wěn)定工作，所述前級驅(qū)動電路和后級驅(qū)動電路通過直流穩(wěn)壓母線連接在一起，省去了繁重的變壓器，體積小、重量輕，前后級互不干擾，控制簡單。

2、本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：包括前級穩(wěn)壓模塊、前級驅(qū)動電路、后級驅(qū)動電路、后級濾波模塊、電動汽車電池模塊，所述前級穩(wěn)壓模塊用于平衡電路電壓，支撐無功功率，所述前級驅(qū)動電路為單相全橋ad-dc拓撲結(jié)構(gòu)，所述后級驅(qū)動電路為半橋型雙向dc-dc拓撲結(jié)構(gòu)，所述前級驅(qū)動電路和后級驅(qū)動電路通過直流穩(wěn)壓母線連接在一起，所述后級濾波模塊用于抑制直流側(cè)2次諧波，避免該諧波量影響輸出直流電壓穩(wěn)定性，造成直流側(cè)低頻電壓脈動。

3、進一步的，所述前級驅(qū)動電路包括功率管igbt1、igbt2、igbt3、igbt4，電感l(wèi)1、l2，電阻r1、r2，電容c1，所述igbt1、igbt4為一對橋臂，所述igbt2、igbt3為另一對橋臂，采用三角波脈寬調(diào)制方法控制每對橋臂的開通與關(guān)斷，實現(xiàn)正向整流，反向逆變。

4、進一步的，所述三角波脈寬調(diào)制方法采用單極性三角波脈寬調(diào)制，半個周期內(nèi)只有兩個開關(guān)管處于高頻開關(guān)工作狀態(tài)，其余兩個處于常閉或常開狀態(tài)，調(diào)制電壓從ud變化至0，再從0變化至-ud。

5、進一步的，所述單極性三角波脈寬調(diào)制采用等腰三角波為載波，正弦波為調(diào)制信號波，通過比較兩種波形，在正半周期，當正弦波調(diào)制信號幅值大于三角波載波幅值時，脈沖信號輸出高電平，當正弦波調(diào)制信號幅值小于三角波載波幅值時，脈沖信號輸出低電平；在負半周期，當三角波載波幅值大于正弦波調(diào)制信號幅值時，脈沖信號輸出高電平，當三角波載波幅值小于正弦波調(diào)制信號幅值時，脈沖信號輸出低電平，得到與正弦波沖量相等而形狀不同的寬窄脈沖，即為三角波脈寬調(diào)制波形。

6、進一步的，所述前級驅(qū)動電路通過分別控制四個開關(guān)管igbt，得到三種交流側(cè)電壓，具體步驟如下：

7、第一步：對整流電路進行簡化，得到其數(shù)學模型，其中，es為交流側(cè)電動勢，is為交流側(cè)電流，l為網(wǎng)側(cè)電感，r為交流側(cè)電阻，uab為交流側(cè)電壓，idc為直流側(cè)電流，udc為直流側(cè)電壓，rl為負載電阻，el為負載電動勢；

8、第二步：定義開關(guān)管函數(shù)為：

9、

10、第三步：控制開關(guān)管igbt通斷，同一橋臂的開關(guān)管不能同時導通，否則會導致短路，因此igbt開關(guān)管的導通狀態(tài)為：

11、

12、第四步：得到三種電壓與開關(guān)管的函數(shù)表示為：

13、uab＝(sa-sb)udc

14、進一步的，所述后級驅(qū)動電路包括功率管igbt5、igbt6，電感l(wèi)3、l4，電容c2，所述后級驅(qū)動電路工作于buck和boost兩種狀態(tài)下，通過控制開關(guān)管的交替導通，實現(xiàn)能量雙向流動，當開關(guān)管igbt5導通時，開關(guān)管igbt6處于關(guān)斷狀態(tài)，處于buck工作模式；當開關(guān)管igbt6導通時，igbt5處于關(guān)斷狀態(tài)，處于boost工作模式，所述功率管igbt5、igbt6波形互補，設(shè)有死去時間，防止短路。

15、進一步的，所述buck工作模式下有兩個回路：

16、所述回路一狀態(tài)下：脈寬調(diào)制驅(qū)動信號使上橋臂開關(guān)管igbt5導通，下橋臂開關(guān)管igbt6關(guān)斷，交流側(cè)整流后的電流，經(jīng)過開關(guān)管igbt5給電感l(wèi)3、l4和電池vbat進行充電，電感以磁場方式儲存能量；

17、所述回路二狀態(tài)下：下橋臂開關(guān)管igbt6導通，上橋臂igbt5關(guān)斷，電流通過igbt6的同步二極管進行能量流動，電感l(wèi)3、l4、igbt6的同步二極管和電池vbat構(gòu)成回路，電感向電池提供能量，電感儲存能量減少，完成充電過程。

18、進一步的，所述boost工作模式下有兩個回路：

19、所述回路三狀態(tài)下：通過升壓斬波將電池輸出電壓提升至直流母線電壓，再通過逆變反饋至交流側(cè)，驅(qū)動信號使下橋臂igbt6導通，上橋臂igbt5關(guān)斷，電池vbat給電感l(wèi)3、l4提供能量，電感儲存磁場能量；

20、所述回路四狀態(tài)下：上橋臂igbt5導通，下橋臂igbt6關(guān)斷，電流通過igbt5的同步二極管進行能量傳輸，電池vbat和電感l(wèi)3、l4及igbt5的同步二極管構(gòu)成回路，電池vbat和電感l(wèi)3、l4同時向直流母線vdc反饋能量，電感儲存能量減少，進行放電過程。

21、進一步的，該雙向功率變換器采用基于sogi的無電感解耦控制方法，該策略通過二階廣義積分器實現(xiàn)正交信號構(gòu)造，采用連續(xù)積分無電感解耦方法，采用改進環(huán)路濾波器的單相鎖相環(huán)進行并網(wǎng)控制。

22、本發(fā)明的有益效果：

23、1.能夠完成居民家用電網(wǎng)向汽車動力電池充電過程，實現(xiàn)g2v功能，也能夠完成電動汽車動力電池向居民電網(wǎng)饋電過程，實現(xiàn)v2g功能，使電動汽車能通過居民家用電網(wǎng)參與電力系統(tǒng)能量管理與調(diào)度，實現(xiàn)新型電力系統(tǒng)構(gòu)建。

24、2.所述前級驅(qū)動電路采用單相全橋ad-dc拓撲結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)高功率因數(shù)運行，所產(chǎn)生諧波較少，所述后級驅(qū)動電路采用半橋型雙向dc-dc拓撲結(jié)構(gòu)，通過儲能電感和濾波電容，減小負載電流紋波幅值，使得輸出電壓既可以高于也可以低于輸入電壓，使開關(guān)管受到的電壓應力較小，開關(guān)管安全性能高，電路結(jié)構(gòu)簡單，使用器件數(shù)量少，成本低。

25、3.該雙向功率變換器采用基于sogi的無電感解耦控制方法，通過二階廣義積分器實現(xiàn)正交信號構(gòu)造，相比于傳統(tǒng)的延時構(gòu)造法，提高了系統(tǒng)響應速率，采用連續(xù)積分無電感解耦方法，避免了電感飽和造成前饋解耦不充分，從而有效提高了脈沖寬度調(diào)制控制精度，采用改進環(huán)路濾波器的單相鎖相環(huán)進行并網(wǎng)控制，使接入系統(tǒng)電壓與電網(wǎng)電壓同步。

26、4.所述前級驅(qū)動電路和后級驅(qū)動電路通過直流穩(wěn)壓母線連接在一起，實現(xiàn)較寬的輸出電壓范圍，較高的電能質(zhì)量，同時做到重量輕、體積小、效率高，最大限度減少汽車重量，減小汽車成本。