Vhf電路的控制方法、vhf電路及其電源擴(kuò)展架構(gòu)的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于功率變換技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及以氮化鎵（GalliumNitride,GaN)器件 為開(kāi)關(guān)器件的DC-DC功率變換技術(shù)領(lǐng)域的VHF電路的控制方法、VHF電路及其電源擴(kuò)展架 構(gòu)。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，功率變換器正向高頻化方向發(fā)展。傳統(tǒng)功率變換器的 工作頻率一般為幾十千到幾百千赫茲，動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，同時(shí)儲(chǔ)能元件（如電容、電感）的體積 和重量相對(duì)較大，很大程度上降低了變換器的功率密度。而工作頻率的提高能夠有效加快 變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度以及變換器的功率密度。因此，變換器高頻化、高功率密度化是功率 變換器的發(fā)展趨勢(shì)。
[0003] 隨著基于第3代半導(dǎo)體材料的寬禁帶半導(dǎo)體器件的推出，功率變換器的工作頻率 以及變換器效率都得到了顯著提升。作為寬禁帶半導(dǎo)體器件的典型代表，氮化鎵（Gallium Nitride，GaN)器件具有極小的導(dǎo)通電阻和寄生電容，與同等條件下的硅器件相比其對(duì)應(yīng)的 導(dǎo)通損耗和驅(qū)動(dòng)損耗會(huì)大大降低，所以把GaN器件作為主開(kāi)關(guān)管與同步整流管運(yùn)用到超高 頻（VeryHighFrequency，縮寫(xiě)為VHF，為簡(jiǎn)潔起見(jiàn)，以下簡(jiǎn)稱(chēng)為"VHF"）電路中是有現(xiàn)實(shí) 意義的。盡管GaN器件具有很多的優(yōu)點(diǎn)，但是GaN器件在VHF電路中的使用還存在著很多 待解決的問(wèn)題。與傳統(tǒng)的硅器件不同，GaN器件沒(méi)有反偏二極管，在未加驅(qū)動(dòng)電壓，電流反 向流過(guò)GaN晶體管的時(shí)候，需要依靠反向?qū)C(jī)制來(lái)使得電流導(dǎo)通，由此引起的反向?qū)?壓降會(huì)很高，大約是常見(jiàn)硅M0S管反偏二極管導(dǎo)通電壓的兩倍，反向?qū)〒p耗很大。
[0004] 而另一方面，VHF電路中主開(kāi)關(guān)管在固定占空比條件下工作，并且通過(guò)滯環(huán)控制 的方式穩(wěn)定輸出電壓。采用這一控制方式的超高頻電路存在的問(wèn)題是，隨著輸入電壓的上 升，同步整流管會(huì)出現(xiàn)提前開(kāi)通的現(xiàn)象，并且兩只開(kāi)關(guān)管的反向?qū)〞r(shí)間均變長(zhǎng)、反向?qū)?損耗均變大。對(duì)于一臺(tái)輸入電壓范圍在18-36V之間的VHF直流變換器，圖1與圖2分別 給出了電路閉環(huán)后18V輸入及36V輸入時(shí)同步整流管的驅(qū)動(dòng)電壓及DS兩端電壓波形。在 VHF電路中，為了減小器件的開(kāi)關(guān)損耗，往往希望器件能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，希望器件的電壓、電 流能夠自然到零。觀察圖1發(fā)現(xiàn)，當(dāng)輸入電壓為18V時(shí)，同步整流管電壓能夠自然到零、實(shí) 現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，并且同步整流管沒(méi)有反向?qū)?，無(wú)反向?qū)〒p耗。觀察圖2發(fā)現(xiàn)，當(dāng)輸入電壓為 36V時(shí)，同步整流管硬開(kāi)通，同步整流管電壓并沒(méi)有自然到零，具有很大的開(kāi)關(guān)損耗；并且 同步整流管的反向?qū)〞r(shí)間達(dá)到15ns，超過(guò)整個(gè)導(dǎo)通時(shí)間的25%，產(chǎn)生很大的反向?qū)〒p 耗。為了解決同步整流管的硬開(kāi)通問(wèn)題，一般采取的措施是給同步整流管的驅(qū)動(dòng)一個(gè)延時(shí) 信號(hào)，使得同步整流管DS兩端電壓與其驅(qū)動(dòng)電壓能夠匹配起來(lái)，并且輸入電壓越大時(shí)同步 整流管驅(qū)動(dòng)電壓的延時(shí)時(shí)間也就越長(zhǎng)。圖3給出了，36V輸入時(shí)對(duì)同步整流管驅(qū)動(dòng)電壓做精 確延時(shí)后同步整流管的驅(qū)動(dòng)電壓及其DS兩端的電壓波形，觀察圖3發(fā)現(xiàn)，通過(guò)對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓 做精確的延時(shí)以后，可以避免同步整流管的硬開(kāi)通的現(xiàn)象，但是此時(shí)同步整流管仍有12ns 的反向?qū)〞r(shí)間，仍然具有很大的反向?qū)〒p耗。圖4與圖5分別表示電路閉環(huán)后18V輸 入和36V輸入時(shí)主開(kāi)關(guān)管DS兩端電壓波形，觀察圖5發(fā)現(xiàn)，36V輸入時(shí)主開(kāi)關(guān)管的反向?qū)?時(shí)間達(dá)到5ns，超過(guò)整個(gè)導(dǎo)通時(shí)間的10%，造成很大的反向?qū)〒p耗。
[0005] 綜上，如何避免同步整流管與主開(kāi)關(guān)管的反向?qū)〒p耗隨著輸入電壓的上升而增 加是把GaN器件運(yùn)用到VHF電路中亟待解決的問(wèn)題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 有鑒于此，本發(fā)明的目的是：提出一種新的VHF電路的控制方法，用來(lái)解決VHF電 路閉環(huán)工作中由于輸入電壓升高而引起的同步整流管與主開(kāi)關(guān)管反向?qū)〒p耗增加的問(wèn) 題，從而使得基于GaN器件的VHF變換器在較寬的電壓輸入范圍內(nèi)都具有較高的效率。其 本質(zhì)是解決VHF電路閉環(huán)工作中同步整流管與主開(kāi)關(guān)管的反向?qū)〞r(shí)間隨輸入電壓升高 而變長(zhǎng)的問(wèn)題。
[0007] 與此相應(yīng)，本發(fā)明的另一個(gè)目的是，提出一種新的VHF電路，能夠解決VHF電路閉 環(huán)工作時(shí)，隨著輸入電壓上升而產(chǎn)生的同步整流管以及主開(kāi)關(guān)管反向?qū)〞r(shí)間變長(zhǎng)的問(wèn) 題，減小了同步整流管及主開(kāi)關(guān)管的反向?qū)〒p耗，保證了寬電壓輸入范圍內(nèi)VHF變換器 的高效率。
[0008] 本發(fā)明還有一個(gè)目的是，提出一種基于新的VHF電路的電源擴(kuò)展架構(gòu)，能夠利用 多個(gè)GaNVHF直流變壓器串或者并聯(lián)的方法實(shí)現(xiàn)電源架構(gòu)高電壓或大電流輸出的功能。
[0009] 通過(guò)對(duì)VHF諧振電路的分析，發(fā)現(xiàn)當(dāng)VHF電路開(kāi)環(huán)工作時(shí)，由于其整個(gè)網(wǎng)絡(luò)的阻抗 不變，電路中各點(diǎn)電壓的幅值會(huì)隨著輸入電壓發(fā)生改變，但各點(diǎn)電壓的相位并不隨著輸入 電壓發(fā)生改變。如果在全負(fù)載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)電路中滯環(huán)控制輸入端的各點(diǎn)電壓的幅值跟 隨輸入電壓或輸出電壓等比例地變化，使VHF電路工作在與開(kāi)環(huán)時(shí)相似的狀態(tài)下，以此保 證閉環(huán)后主電路中各點(diǎn)電壓的相位不隨輸入電壓發(fā)生改變，從而使得開(kāi)關(guān)管DS兩端電壓 的相位與其驅(qū)動(dòng)電壓的相位始終能夠很好的匹配起來(lái)，那么隨著輸入電壓上升而產(chǎn)生的同 步整流管的硬開(kāi)通現(xiàn)象及兩只開(kāi)關(guān)管反向?qū)〞r(shí)間變長(zhǎng)的問(wèn)題就能得到解決。此時(shí)該VHF 電路的直流變換器工作模式，就變?yōu)橐环N疊加了直流變壓器控制模式的直流變換器，或者 說(shuō)，此時(shí)VHF電路本身就等效為一種VHF直流變壓器。
[0010] 根據(jù)VHF諧振變換器的上述特點(diǎn)，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：
[0011] -種VHF電路的控制方法，應(yīng)用于VHF電路的滯環(huán)控制輸入端，該方法在VHF電路 的直流變換器工作模式基礎(chǔ)上，疊加直流變壓器控制模式，所述直流變壓器控制模式，在全 負(fù)載范圍內(nèi)，使滯環(huán)控制輸入端的各點(diǎn)電壓的幅值跟隨輸入電壓等比例地變化，使主電路 中各點(diǎn)電壓的相位不隨著輸入電壓的變化而發(fā)生改變，從而使得氮化鎵器件DS兩端電壓 的相位與其驅(qū)動(dòng)電壓的相位始終能夠匹配，，以避免VHF電路因輸入電壓Vin的上升而引起 的氮化鎵器件的反向?qū)〞r(shí)間變長(zhǎng)。
[0012] 優(yōu)選的，所述直流變壓器控制模式，是將全輸入范圍內(nèi)變化的輸入電壓轉(zhuǎn)換為等 比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸給滯環(huán)控制模塊的參考輸入端；所述等比例 變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸入電壓等比例變化的電壓。
[0013] 優(yōu)選的，所述直流變壓器控制模式，是將全負(fù)載范圍內(nèi)變化的輸出電壓轉(zhuǎn)換為等 比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸回滯環(huán)控制模塊的反饋輸入端；所述等比例 變化的電壓，即電壓的幅值跟隨輸出電壓等比例變化的電壓。
[0014] 本發(fā)明還提供一種VHF電路，包括用于控制VHF電路的穩(wěn)壓的滯環(huán)控制模塊，所述 滯環(huán)控制模塊的輸入端包括參考輸入端和反饋輸入端，還包括電壓等比例變化模塊，電壓 等比例變化模塊設(shè)于輸入電壓端，即電壓等比例變化模塊的輸入端與輸入電壓Vin連接， 電壓等比例變化模塊的輸出端與滯環(huán)控制模塊的參考輸入端連接，用以將全輸入范圍內(nèi)變 化的輸入電壓轉(zhuǎn)換為等比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸給滯環(huán)控制模塊的參 考輸入端；所述等比例變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸入電壓等比例變化的電壓。
[0015] 優(yōu)選的，所述電壓等比例變化模塊，還設(shè)于反饋電壓端，即電壓等比例變化模塊的 輸入端與輸出電壓Vo連接，電壓等比例變化模塊的輸出端與滯環(huán)控制模塊的反饋輸入端 連接，用以將全負(fù)載范圍內(nèi)變化的輸出電壓轉(zhuǎn)換為等比例變化的電壓，并將等比例變化的 電壓傳輸給滯環(huán)控制模塊的反饋輸入端；所述等比例變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸出 電壓等比例變化的電壓。
[0016] 優(yōu)選的，所述電壓等比控制模塊，由分壓電路、線性光耦和差分放大電路構(gòu)成，輸 入電壓Vin經(jīng)分壓電路分壓后，輸入到線性光耦，實(shí)現(xiàn)隔離與電壓的等比例放大，最后將線 性光耦的差模輸出電壓通過(guò)一級(jí)差分放大電路進(jìn)行等比例的放大，得到滯環(huán)控制模塊的參 考電壓Vref，此時(shí)的參考電壓跟隨輸入電壓等比例地變化。
[0017] 優(yōu)選的，所述分壓電路，是由電阻1?9、1?10、1?11、1?12、濾波容(：1及運(yùn)算放大器41構(gòu) 成的同相比例放大器，電阻R11的一端作為電壓等比例變化模塊的輸入端，電阻R11的另 一端連接運(yùn)算放大器A1的同相輸入端；運(yùn)算放大器A1的反向輸入端通過(guò)電阻R9接地；運(yùn) 算放大器A1的輸出端作為分壓電路的輸出端；電阻R10并聯(lián)在運(yùn)算放大器A1的反向輸入 端與輸出端之間；電阻R11的另一端還分別通過(guò)電阻R12及電容C1接地；所述差分放大電 路，是由電阻Rl、R6、R7、R8及運(yùn)算放大器A2構(gòu)成，電阻R1的一端作為差分放大電路的同 相輸入端，電阻R1的另一端分別與運(yùn)算放大器A2的同相輸入端及電阻R6的一端連接，電 阻R6的另一端接地；電阻R7的一端作為差分放大電路的反相輸入端，電阻R7的另一端分 別與運(yùn)算放大器A2的反向輸入端及電阻R8的一端連接，電阻R8的另一端連接運(yùn)算放大器 A2的輸出端，同時(shí)運(yùn)算放大器A2的輸出端作為差分放大電路的輸出端。
[0018] 優(yōu)選的，所述電壓等比例變換模塊，由分壓電路、調(diào)制電路、隔離器和解調(diào)電路構(gòu) 成，分壓電路，將不同電壓等比例地縮小為電壓VI，并將電壓VI傳輸給調(diào)制電路；調(diào)制電 路，將電壓VI進(jìn)行調(diào)制，并將調(diào)制信號(hào)V2傳輸給隔離器；隔離器，將調(diào)制信號(hào)V2經(jīng)數(shù)字隔 離器隔離后傳輸給