個減法器起到矯正的作用，使得最終輸入滯緩控制的參考電壓Vraf與輸入電壓Vin 之間對應成比例。
[0081]第四實施例
[0082] 圖11所示為本發(fā)明第四實施例的VHF電路的結(jié)構(gòu)框圖，是VHF電路的又一種控制 策略的結(jié)構(gòu)框圖，與第一、二、三實施例的不同之處在于，電壓等比例變化模塊設(shè)于滯環(huán)控 制模塊的反饋電壓端，即電壓等比例變化模塊的輸入端與輸出電壓Vo連接，電壓等比例變 化模塊的輸出端與滯環(huán)控制模塊的反饋輸入端連接，用以將全負載范圍內(nèi)變化的輸出電壓 轉(zhuǎn)換為等比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸給滯環(huán)控制模塊的反饋輸入端；所 述等比例變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸出電壓等比例變化的電壓。在該VHF電路中，輸 入電壓經(jīng)分壓電路分壓，得到滯環(huán)控制的參考電壓Vraf，其值隨輸入電壓等比例變換；而另 一方面輸出電壓乂_經(jīng)過分壓、調(diào)制、隔離、解調(diào)以后生成采樣電壓，與參考電壓Vraf比較產(chǎn) 生信號。在圖11所示控制策略的結(jié)構(gòu)框圖中，還包括了數(shù)字隔離器，用來實現(xiàn)變壓器 原副邊控制信號的隔離。而另一方面，為了使輸入變壓器原副邊的控制信號能夠?qū)崿F(xiàn)同時 開通與關(guān)斷，對輸入變壓器原邊的控制信號進行一定的延時。
[0083]在此基礎(chǔ)上結(jié)合具體實例，對這種輸出電壓跟隨輸入電壓等比例變化的新型控制 策略做詳細的說明。
[0084] 參見圖12給出了應用這種控制策略的VHF Boost型隔離變換器的電路圖。作為 一款基于新型控制策略的GaN VHF直流變壓器，與傳統(tǒng)的直流變壓器相比，圖12所示GaN VHF直流變壓器具有更高的功率密度與動態(tài)響應速度，從而保證了所提新型電源架構(gòu)的高 功率密度與較快的動態(tài)響應速度。
[0085]其中主電路部分由變壓器原邊的(：1&%_〇2逆變器和變壓器副邊的Class-E整流 器構(gòu)成。變壓器匝比為n1:n2。主開關(guān)管Sm在固定占空比條件下工作，占空比固定為0.4。Sm 的寄生容被&完全吸收。其中，CS為隔直電容，起到防止變壓器飽和的作用。LF，L2F，CF，C2F 形成諧振網(wǎng)絡(luò)，用于降低主功率M0SFET的電壓應力和實現(xiàn)其ZVS工作。諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計時的 主要思想為：讓整個諧振網(wǎng)絡(luò)在二次諧波處呈現(xiàn)低阻抗，并且在基波處和三次諧波處呈現(xiàn) 高阻抗，從而削除vDS的電壓尖峰，減小開關(guān)管的電壓應力。Class-E整流器由同步整流管 &，諧振電容(；和諧振電感L3且成，用于實現(xiàn)同步整流管的ZCS以及整流器輸入基波電壓 與輸入基波電流的同相位。同步整流管&的輸出寄生電容被Q完全吸收。
[0086] 主電路的設(shè)計思想與普通的Boost型隔離VHF電路完全一致，首先采用基波假設(shè) 法確定整流單元中諧振感W及諧振容C^的值。在整流單元的設(shè)計中認為能量均由基波進 行傳遞，并且認為當輸入整流單元的基波電壓與基波電流實現(xiàn)同相位的時候整流單元的效 率是最高的。設(shè)計整流單元時，把逆變單元等效成一個正弦電壓源，并且通過調(diào)節(jié)電感k 及電容(；的諧振頻率實現(xiàn)輸入整流級基波電壓電流的同相位，并且通過調(diào)節(jié)電感k及電容 (；的特性阻抗使得輸出功率滿足設(shè)計要求。在設(shè)計逆變單元時，把后級整流單元等效成一 個電阻，其值為輸入整流單元的電壓與電流的比值。逆變單元設(shè)計時，在確保由LF，L2F，CF， C2F形成的諧振網(wǎng)絡(luò)在二次諧波處呈現(xiàn)低阻抗、在基波及三次諧波處呈現(xiàn)高阻抗的同時，確 保主開關(guān)管ZVS的實現(xiàn)。在逆變級的設(shè)計過程中，首先選取合適的CF的值，以保證逆變單 元中比較小的環(huán)流，在此基礎(chǔ)上確定LF，L2F，C2F的初值，并且通過減小電感L雇的方法實現(xiàn) 主開關(guān)管的ZVS。
[0087] 對于控制電路來說，輸入電壓Vin經(jīng)過一級分壓電路后得到電壓Vi，此時要確保I 的值始終落在線性光耦的線性范圍內(nèi)，接著把電壓1輸入到線性光耦，實現(xiàn)隔離及電壓的 等比例放大，最后把線性光耦的差模輸出電壓輸入到后級差分放大電路得到滯環(huán)控制的參 考電壓Vraf，此時
[0088]
(3)
[0089] 其中，k為線性光耦的增益，并且電路中各原件參數(shù)滿足：氏=R7, R6= Rs，R9+R1Q = Rn+R12。從式子⑶可知參考電壓隨輸入電壓等比列地變化。隨著輸入電壓VJ：也增大， 一方面參考電壓Vraf等比例的增大，另一方面輸出電壓也隨著Vin等比例的增大，使得經(jīng)R2、 私電阻分壓后的采樣電壓也隨著輸入電壓等比例增大，從而使得輸出電壓穩(wěn)定。
[0090] 圖13給出了采用上述控制策略后，一臺輸入電壓范圍在18V到36V之間的Boost 型VHF隔離變換器的輸入電壓及輸出電壓波形。觀察圖13發(fā)現(xiàn)，當輸入電壓為36V時，輸 出電壓也穩(wěn)定在36V;當輸入電壓下降時，輸出電壓緊跟輸入電壓下降；當輸入電壓為18V 時，輸出電壓也穩(wěn)定在18V;當輸入電壓上升時，輸出電壓也緊跟輸入電壓上升。觀察圖13 中波形發(fā)現(xiàn)，此時能夠?qū)崿F(xiàn)輸出電壓跟隨輸入電壓等比例變化的功能。
[0091] 圖14和圖15分別給出了采用上述VHF電路后，在36V輸入時，Boost型VHF隔離 變換器在滿載及半載情況下工作時同步整流管驅(qū)動電壓及其DS兩端電壓波形。比較圖2與 圖14發(fā)現(xiàn)，采用這種新型控制策略以后，當輸入電壓達到36V時，同步整流管DS兩端電壓 與其驅(qū)動電壓仍然能夠很好得匹配起來，使得同步整流管的反向?qū)〞r間基本上為〇,并且 實現(xiàn)了同步整流管的ZVS。當變換器半載工作時，改變的只是滯環(huán)控制的占空比及其調(diào)節(jié)頻 率，并不會對主電路中各點電壓的相位產(chǎn)生影響，所以觀察圖15發(fā)現(xiàn)，此時同步整流管的 驅(qū)動電壓及其開關(guān)管DS兩端電壓依舊能很好的匹配起來，并且同步整流管沒有反向?qū)ā?br>[0092] 圖16和圖17分別給出了采用上述控制策略后36V輸入時，Boost型VHF隔離變換 器在滿載及半載情況下工作時主開關(guān)管電壓與電流的波形。比較圖5與圖16發(fā)現(xiàn)，采用這 種新型控制策略以后，主開關(guān)管的反向?qū)〞r間并沒有隨著輸入電壓的上升而變長，從而 保證了在較寬的電壓輸入范圍內(nèi)變換器的高效率。同樣，當變換器半載工作時，改變的只是 滯環(huán)控制的占空比以及調(diào)節(jié)頻率，并不會對主電路的諧振狀態(tài)產(chǎn)生影響，比較圖4與圖16 發(fā)現(xiàn)，此時主開關(guān)管的反向?qū)〞r間并沒有隨著輸入電壓的上升而變長。
[0093] 參見圖18給出了應用這種控制策略的VHF反激型變換器的電路圖。同樣，其主電 路由變壓器原邊的(：1&%_〇 2逆變器和變壓器副邊的Class-E整流器構(gòu)成，變壓器匝比為 n1:n2，主開關(guān)管S"在固定占空比條件下工作。圖18所述電路圖中主電路的工作過程是這 樣實現(xiàn)的：當主開關(guān)管仏開通時，電容CF兩端電壓被鉗位到零，輸入電壓源Vin開始在電感 Lf中儲能，表現(xiàn)為電感LF和電感LM中的電流增大（取"電流的正方向為從左流向右，1^電 流的正方向從上流向下），此時，輸出能量由儲存在副邊電感W提供，表現(xiàn)為k中的電流減 ?。ㄈ‰娏鞯恼较驗閺淖罅飨蛴遥?，此時的同步整流管Q2處于導通狀態(tài)，當電感k中的 電流減小為零時，將同步整流管92關(guān)斷，實現(xiàn)零電流關(guān)斷，電容(^上產(chǎn)生左正右負的電壓。 當主開關(guān)管仏關(guān)斷時，電感LF中的電流給電容CF充電，同時電感LM中的能量傳遞給后級， 表現(xiàn)為電感W中的電流開始增加，另外電感L2F與電容C2F構(gòu)成的諧振網(wǎng)絡(luò)對二次諧波呈低 阻抗，使得二次諧波能量不能向后級傳遞，當電感k中的電流增加為零時，開通同步整流管 Q2，使能量向負載傳遞，隨著電感LM中儲存的能量被傳遞到后級，LM中的電流也越來越小， 最終變?yōu)樨撝担o電容&放電至電壓為零，此時開通Qi可實現(xiàn)其零電壓開通。之后的工作 狀態(tài)重復上述過程，在此不再贅述。
[0094] 就其控制策略而言，采用調(diào)頻的方式實現(xiàn)參考電壓V"f跟隨輸入電壓等比例的變 化的功能，從而保證了輸出電壓跟隨輸入電壓等比例變化。并且對于每一個輸入電壓而言， 由于滯環(huán)控制電路的存在，在不同負載條件下，其輸出電壓是穩(wěn)定的，并且其主電路開關(guān)管 DS兩端電壓的相位并不隨著輸入電壓發(fā)生改變，從而避免了隨著輸入電壓上升而產(chǎn)生的同 步整流管的誤導通現(xiàn)象及主開關(guān)反向?qū)〞r間變長的現(xiàn)象，保證了在較寬的電壓范圍內(nèi)變 換器的高效率。
[0095] 參見圖19給出了一種基于直流變壓器控制策略的VHF電路的新型電源架構(gòu)的結(jié) 構(gòu)框圖，包括前級電壓調(diào)節(jié)模塊，中間級基于GaN的VHF直流變壓器及后級負載，并且該新 型電源架構(gòu)通過把負載點電壓作為反饋輸入到電壓調(diào)節(jié)模塊的方式來實現(xiàn)閉環(huán)。在圖19 所示的電源架構(gòu)中，一般選擇Buck-Boost作為前級電壓調(diào)節(jié)模塊。如圖12所示為一款基 于所提新型控制策略的GaNVHF直流變壓器。在該新型電源架構(gòu)中，這種基于GaN的VHF 直流變壓器除了能單個使用外，還能通過串并聯(lián)的方式靈活的使用，從而滿足所提電源架 構(gòu)高電壓或者大電流輸出的要求。
[0096] 圖20所示為多個基于GaN的VHF直流變壓器輸入端并聯(lián)、輸出端也并聯(lián)時在所提 電源架構(gòu)中運用的結(jié)構(gòu)框圖，當多個變換器采用這種方式連接時，就能夠滿足電路大電流 輸出的要求。
[0097] 圖21所示為多個基于GaN的VHF直流變壓器輸入端并聯(lián)、輸出端串聯(lián)時在所提電 源架構(gòu)中運用的結(jié)構(gòu)框圖，當多個變換器采用這種方式連接時，就能夠滿足電路高電壓輸 出的要求。由于此時每個變換器的工作狀態(tài)與開環(huán)時完全一致，所以采用這種方式連接后 電路依舊能穩(wěn)定工作。
[0098] 多個基于GaN的VHF直流變壓器的輸入端串聯(lián)