本實用新型屬于功率放大器技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種用于短波電臺的功率放大器，適用于在低成本的基礎(chǔ)上，擁有高線性度等技術(shù)指標(biāo)的小型通信設(shè)備。

背景技術(shù)：

在短波頻段，三階交調(diào)截取點IP3(Third-order Intercept Point)是一個衡量線性度或失真度的重要指標(biāo)。由于短波段的頻率倍頻數(shù)較高，因而功率放大器難以保證全頻段的IP3指標(biāo)。

做好全頻段的IP3指標(biāo)往往要選取頻率特性更加穩(wěn)定、更加優(yōu)質(zhì)的功率放大管，這種功率放大管的價格非常昂貴，不利于企業(yè)經(jīng)營行為中保質(zhì)量降成本增利潤的目的實現(xiàn)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述問題，本實用新型提供一種用于短波電臺的功率放大器，能夠?qū)崿F(xiàn)功率放大器在低成本的基礎(chǔ)上擁有優(yōu)良的IP3指標(biāo)。

為達(dá)到上述目的，本實用新型采用如下技術(shù)方案予以實現(xiàn)。

一種用于短波電臺的功率放大器，所述功率放大器包括：高通濾波器、不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器、第一級LDMOS功率放大管組、1∶1傳輸線變壓器、第二級LDMOS功率放大管組、1∶4傳輸線變壓器、平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器；

所述高通濾波器的信號輸入端電連接功率放大器的射頻信號輸入端，所述射頻信號輸入端輸入射頻模擬信號；所述高通濾波器的信號輸出端電連接所述不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器的信號輸入端，所述不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器的信號輸出端電連接所述第一級LDMOS功率放大管組的信號輸入端，所述第一級LDMOS功率放大管組的信號輸出端電連接所述1∶1傳輸線變壓器的信號輸入端，所述1∶1傳輸線變壓器的信號輸出端電連接所述第二級LDMOS功率放大管組的信號輸入端，所述第二級LDMOS功率放大管組的信號輸出端電連接所述1∶4傳輸線變壓器的信號輸入端，所述1∶4傳輸線變壓器的信號輸出端電連接所述平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器的信號輸入端，所述平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器的信號輸出端電連接功率放大器的射頻信號輸出端；所述射頻信號輸出端輸出功率放大后的射頻模擬信號。

本實用新型技術(shù)方案的特點和進(jìn)一步的改進(jìn)為：

(1)所述高通濾波器用于漸變式的抑制頻率中低頻(1.6MHz～15MHz)射頻信號；

所述1∶1傳輸線變壓器用于對所述第一級LDMOS功率放大管組和所述第二級LDMOS功率放大管組進(jìn)行極間匹配；

所述1∶4傳輸線變壓器用于對所述第二級LDMOS功率放大管組輸出端和50歐姆射頻電纜輸入端進(jìn)行阻抗匹配。

(2)所述第一級LDMOS功率放大管組或者所述第二級LDMOS功率放大管組采用LDMOS功率放大管組；

所述LDMOS功率放大管組的硬件電路包含第一偏置電路、第二偏置電路、第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管；

所述第一偏置電路的輸入端連接偏置電壓輸入端，所述第一偏置電路的輸入端還連接第一電阻的一端，所述第一電阻的另一端連接第一可變電阻的一端，所述第一可變電阻的另一端連接第二電阻的一端，所述第二電阻的另一端接地；所述第一可變電阻的滑動輸出端分別連接第三電阻的一端和第一電容的一端，所述第一電容的另一端接地，所述第三電阻的另一端作為所述第一偏置電路的輸出端；

所述第二偏置電路的輸入端連接所述偏置電壓輸入端，所述第二偏置電路的輸入端還連接第四電阻的一端，所述第四電阻的另一端連接第二可變電阻的一端，所述第二可變電阻的另一端連接第五電阻的一端，所述第五電阻的另一端接地；所述第二可變電阻的滑動輸出端分別連接第六電阻的一端和第二電容的一端，所述第二電容的另一端接地，所述第六電阻的另一端作為所述第二偏置電路的輸出端；

所述第一偏置電路的輸出端連接第一LDMOS功率放大管的柵極，所述第一LDMOS功率放大管的源極接地，所述第一LDMOS功率放大管的漏極輸出作為所述LDMOS功率放大管組或輸出端的第一輸出端子；

所述第二偏置電路的輸出端連接第二LDMOS功率放大管的柵極，所述第二LDMOS功率放大管的源極接地，所述第二LDMOS功率放大管的漏極輸出作為所述LDMOS功率放大管組輸出端的第二輸出端子。

(3)所述LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益小于或者等于16dB。

(4)所述第一級LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型號為RD16HHF1；

所述第二級LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型號為RD30HVF1。

(5)確定所述功率放大器的最優(yōu)工作點為第一級LDMOS功率放大管組和第二級LDMOS功率放大管組在保證短波段頻率中低端(約1.6MHz～15MHz)的增益線性時的靜態(tài)工作點，以確保所述功率放大器的三階交調(diào)截取點在全頻段都擁有優(yōu)良IP3指標(biāo)。

本實用新型的有益效果為：本實用新型的用于短波電臺的功率放大器有利于降低在保證短波全頻段都擁有優(yōu)良IP3指標(biāo)的基礎(chǔ)上的功率放大器的成本；本實用新型功率放大器中的LDMOS功率放大管組的電路結(jié)構(gòu)有利于提高兩路放大線路的增益一致性，最終有利于保證全頻段都擁有優(yōu)良的IP3指標(biāo)；本實用新型功率放大器中的靜態(tài)工作點的選取方法，為解決短波高倍頻波段的全頻段的線性無法全部兼顧的困難提供了基礎(chǔ)，配合阻抗匹配能有效保證全頻段的IP3的優(yōu)良性。

附圖說明

為了更清楚地說明本實用新型實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本實用新型的一些實施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本實用新型實施例提供的一種用于短波電臺的功率放大器的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本實用新型實施例提供的高通濾波器的電路結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本實用新型實施例提供的平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器和不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器的信號處理模型示意圖；

圖4為本實用新型實施例提供的平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器和不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器將信號進(jìn)行分解和合成的示意圖；

圖5為本實用新型實施例提供的1∶1傳輸線變壓器和1∶4傳輸線變壓器的等效模型示意圖；

圖6為本實用新型實施例提供的LDMOS功率放大管組的電路結(jié)構(gòu)示意圖；

圖7為本實用新型實施例提供的同一級功率放大管組中的兩個功率放大管增益不一致時導(dǎo)致的三階交調(diào)失衡的示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本實用新型實施例中的附圖，對本實用新型實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本實用新型一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒緦嵱眯滦椭械膶嵤├绢I(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本實用新型保護(hù)的范圍。

本實用新型實施例提供一種用于短波電臺的功率放大器，如圖1所示，所述功率放大器包括：高通濾波器、不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器、第一級LDMOS功率放大管組、1∶1傳輸線變壓器、第二級LDMOS功率放大管組、1∶4傳輸線變壓器、平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器；

所述高通濾波器的信號輸入端電連接功率放大器的射頻信號輸入端，所述射頻信號輸入端輸入射頻模擬信號；所述高通濾波器的信號輸出端電連接所述不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器的信號輸入端，所述不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器的信號輸出端電連接所述第一級LDMOS功率放大管組的信號輸入端，所述第一級LDMOS功率放大管組的信號輸出端電連接所述1∶1傳輸線變壓器的信號輸入端，所述1∶1傳輸線變壓器的信號輸出端電連接所述第二級LDMOS功率放大管組的信號輸入端，所述第二級LDMOS功率放大管組的信號輸出端電連接所述1∶4傳輸線變壓器的信號輸入端，所述1∶4傳輸線變壓器的信號輸出端電連接所述平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器的信號輸入端，所述平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器的信號輸出端電連接功率放大器的射頻信號輸出端；所述射頻信號輸出端輸出功率放大后的射頻模擬信號。

本實用新型實施例將現(xiàn)有的高增益單管放大模式改為低增益多級級聯(lián)放大模式，從而達(dá)到降低成本的目的。LDMOS器件具有高線性的特點，因此選取LDMOS作為主要放大器件。同時，LDMOS具有較高增益，一般可達(dá)14dB以上，優(yōu)質(zhì)的LDMOS更是具有28dB以上的增益，但是更高增益的LDMOS成本遠(yuǎn)高于14dB增益左右的LDMOS，因此本實用新型實施例選取14dB增益左右的LDMOS作為主要放大器件，并通過多級級聯(lián)的方式來滿足增益需求，以此降低放大器件的成本。同時，多級低增益級聯(lián)的模式在穩(wěn)定性方面還優(yōu)于高增益單管的模式。

本實用新型實施例提供的功率放大器，其中：

所述高通濾波器用于漸變式的抑制頻率中低端(約1.6MHz～15MHz)射頻信號通過所述功率放大器時的增益；

具體的，如圖2所示，為本實用新型實施例提供的高通濾波器的電路圖。LDMOS器件具有頻率特性，一般情況下，增益會隨著頻率的升高逐漸降低。在功率放大器前端增加高通濾波器，對激勵的衰減會隨著頻率的升高依次降低，能夠?qū)DMOS的頻率響應(yīng)產(chǎn)生對沖效應(yīng)，以此提高功率放大器的平坦度，有利于保證輸出線性基本一致的情況下射頻激勵的平坦度。

如圖3所示，為本實用新型實施例提供的平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器和不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器對信號的處理模型圖；二者可統(tǒng)稱為平衡非平衡轉(zhuǎn)換器，它是兩種不同傳輸媒介進(jìn)行信號傳輸匹配必不可少的基本器件。平衡意味著兩個通道以不同方式傳遞信號，非平衡意味著一個通道接地，另一個通道傳遞信號。

所述1∶1傳輸線變壓器用于對所述第一級LDMOS功率放大管組和所述第二級LDMOS功率放大管組進(jìn)行極間匹配；

所述1∶4傳輸線變壓器用于對所述第二級LDMOS功率放大管組輸出端和50歐姆射頻電纜輸入端進(jìn)行阻抗匹配。

具體的，平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器和不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器在做前后級阻抗匹配的同時，可以將信號進(jìn)行分解和合成。如圖4所示，分解和合成是可逆的。平衡轉(zhuǎn)不平衡變壓器將信號分解為兩路，其頻率和幅度一致，相位相差180度，分別輸入進(jìn)第一級LDMOS功率放大管組的兩個功放管的柵極輸入端；第二級LDMOS功率放大管組的兩個功放管的漏極輸出端輸出射頻信號通過1∶4傳輸線變壓器后，兩路信號經(jīng)變壓器再輸入至不平衡轉(zhuǎn)平衡變壓器，合成為一個信號。

如圖5所示，為本實用新型實施例提供的1∶1傳輸線變壓器和1∶4傳輸線變壓器的等效模型圖；1∶1傳輸線變壓器主要作為第一級LDMOS功率放大管和第二級LDMOS功率放大管的極間匹配用。

1∶4傳輸線變壓器主要匹配第二級LDMOS功率放大管組輸出端和50歐姆射頻電纜之間的阻抗。如圖5所示，通過1∶4的阻抗變換，第二級LDMOS功率放大管組內(nèi)的每個單管的輸出端會被匹配成Z＝12.5歐姆。根據(jù)P＝U2/R，每個單管都會具有較大的功率輸出能力，即保證了整個功率放大器的輸出能力不會被壓縮，也即保證了功率放大器的線性范圍不會被壓縮，有利于功率的輸出和尋找到最優(yōu)靜態(tài)工作點。

需要說明的是，

通常情況下，LDMOS器件的專業(yè)資料標(biāo)注的IP3是其最小值，LDMOS器件在其線性工作區(qū)內(nèi)有其最優(yōu)點，此最優(yōu)點可高于標(biāo)稱值5-10dBc。

由于短波頻率段的倍頻數(shù)較高，而LDMOS器件具有頻率特性，當(dāng)全頻段的功率輸出額定時，確定的靜態(tài)工作點往往只能保證頻率中低端的線性或者頻率中高端的線性。這種情況的出現(xiàn)主要是由下列因素導(dǎo)致的：常規(guī)放大電路在額定功率輸出下的各級功放管本身的增益在頻域上是有差異的；放大電路上的器件對于頻率中高端的功率損耗是要大于頻率中低端的。

為了降低上述因素對全頻段IP3指標(biāo)帶來的負(fù)面影響，本實用新型實施例選擇通過靜態(tài)工作點來保證頻率中低端的線性。因為相較于頻率中低端，通過外圍匹配電路來改善頻率中高端的增益和降低頻率中高端的損耗的手段更為容易。

因此，本實用新型實施例確定所述功率放大器的最優(yōu)工作點為第一級LDMOS功率放大管組和第二級LDMOS功率放大管組在保證頻率中低端(約1.6MHz～15MHz)增益線性時的靜態(tài)工作點，為解決短波高倍頻波段的全頻段的線性無法全部兼顧的困難提供了基礎(chǔ)，配合阻抗匹配能有效保證全頻段的IP3的優(yōu)良性。

具體的，如圖6所示，所述第一級LDMOS功率放大管組或者所述第二級LDMOS功率放大管組采用LDMOS功率放大管組。

所述LDMOS功率放大管組的硬件電路包含第一偏置電路、第二偏置電路、第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管；

所述第一偏置電路的輸入端連接偏置電壓輸入端，所述第一偏置電路的輸入端還連接第一電阻R1的一端，所述第一電阻R1的另一端連接第一可變電阻RP1的一端，所述第一可變電阻RP1的另一端連接第二電阻R2的一端，所述第二電阻R2的另一端接地；所述第一可變電阻RP1的滑動輸出端分別連接第三電阻R3的一端和第一電容C1的一端，所述第一電容C1的另一端接地，所述第三電阻R3的另一端作為所述第一偏置電路的輸出端；

所述第二偏置電路的輸入端連接所述偏置電壓輸入端，所述第二偏置電路的輸入端還連接第四電阻R4的一端，所述第四電阻R4的另一端連接第二可變電阻RP2的一端，所述第二可變電阻RP2的另一端連接第五電阻R5的一端，所述第五電阻R5的另一端接地；所述第二可變電阻RP2的滑動輸出端分別連接第六電阻R6的一端和第二電容C2的一端，所述第二電容C2的另一端接地，所述第六電阻R6的另一端作為所述第二偏置電路的輸出端；

所述第一偏置電路的輸出端連接第一LDMOS功率放大管的柵極，所述第一LDMOS功率放大管的源極接地，所述第一LDMOS功率放大管的漏極輸出作為所述LDMOS功率放大管組輸出端的第一輸出端子；

所述第二偏置電路的輸出端連接第二LDMOS功率放大管的柵極，所述第二LDMOS功率放大管的源極接地，所述第二LDMOS功率放大管的漏極輸出作為所述LDMOS功率放大管組輸出端的第二輸出端子。

對于圖6這種推挽式放大電路，若兩個單管各自的增益有差異，會導(dǎo)致三階交調(diào)信號出現(xiàn)偏頭的情況，如圖7所示，當(dāng)兩個單音峰值相同幅度的情況下，2f2-f1的峰值大于2f1-f2，這種情況會拉低IP3指標(biāo)。它是由于兩個單管的增益不一致導(dǎo)致的。當(dāng)兩個單管增益不一致時，它們在同一頻率相同功率的情況下表現(xiàn)出來的IP3是不一致的。

LDMOS器件是壓控放大器，但其本質(zhì)依舊是靠漏極和源極的靜態(tài)工作電流來控制增益的?，F(xiàn)有做法是給兩個單管或者集成在同一個封裝的對管加上同一個電壓。雖然同一批次的LDMOS具有極高的相似性，相同柵壓下增益也是近乎一致的，但是相同柵壓下產(chǎn)生的漏極和源極靜態(tài)工作電流卻是不一致的，這種微小的差異經(jīng)過多級級聯(lián)后會產(chǎn)生質(zhì)的變化，結(jié)果就是如圖7所示的IP3中出現(xiàn)的偏頭情況。

所述圖6中的偏置電路可以很好的解決上述問題。通過給每個LDMOS功率放大管單獨設(shè)置偏置電路，通過控制柵壓以此來控制靜態(tài)工作電流的這種不夠精確的參數(shù)控制模式變?yōu)橹苯诱{(diào)節(jié)每一個單管的靜態(tài)工作電流，讓兩個單管的靜態(tài)工作電流趨于一致，從而降低增益失衡度。

示例性的，所述第一級LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益不大于16dB，所述第二級LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的增益不大于16dB。

具體的，所述第一級LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型號為RD16HHF1；

所述第二級LDMOS功率放大管組中的第一LDMOS功率放大管和第二LDMOS功率放大管的型號為RD30HVF1。

本實用新型的有益效果為：本實用新型實施例提供的功率放大器有利于降低，在保證短波全頻段都擁有優(yōu)良IP3指標(biāo)的基礎(chǔ)上的功率放大器的成本；本實用新型功率放大器中的LDMOS功率放大管組的電路結(jié)構(gòu)有利于提高兩路放大線路的增益一致性，最終有利于保證全頻段都擁有優(yōu)良的IP3指；本實用新型功率放大器中的靜態(tài)工作點的選取方法，為解決短波高倍頻波段的全頻段的線性無法全部兼顧的困難提供了基礎(chǔ)，配合阻抗匹配能有效保證全頻段的IP3的優(yōu)良性。

以上所述，僅為本實用新型的具體實施方式，但本實用新型的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本實用新型揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本實用新型的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本實用新型的保護(hù)范圍應(yīng)以所述權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。