本發(fā)明屬于光通信網(wǎng)絡(luò)技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種大線寬高速CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補償方法。

背景技術(shù)：

相干光正交頻分復(fù)用系統(tǒng)由于其出眾的抗色散和偏振模色散能力，不僅對未來高速長距離光通信系統(tǒng)，而且也成為未來光接入網(wǎng)中最有可能采用的備選傳輸技術(shù)之一。

CO-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，按其功能可以分為5個模塊：CO-OFDM系統(tǒng)發(fā)射端模塊101、光調(diào)制模塊102、光纖傳輸模塊103、光電檢測模塊104以及CO-OFDM系統(tǒng)接收端模塊105，CO-OFDM發(fā)射端模塊產(chǎn)生的電域信號經(jīng)過電光調(diào)制的上變頻變成光域的CO-OFDM信號，CO-OFDM信號經(jīng)光纖傳輸、平衡探測器后經(jīng)光電轉(zhuǎn)換成電域的信號，CO-OFDM接收端再對接收到的電信號進行信號處理以期恢復(fù)原始的發(fā)送段數(shù)據(jù)。結(jié)合圖1，對整個系統(tǒng)的工作過程進行詳細表述。CO-OFDM系統(tǒng)串行輸入的數(shù)據(jù)106經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換模塊107，變?yōu)椴⑿械腘路數(shù)據(jù)；按照不同的調(diào)制格式將串并轉(zhuǎn)換后的信號進行數(shù)字調(diào)制108；快速傅里葉逆變換IFFT模塊109實現(xiàn)信號從頻域到時域的轉(zhuǎn)換；加入循環(huán)前綴CP110；將得到的電域信號進行并串轉(zhuǎn)換111。上述信號的同相分量和正交分量信號分別通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器112、113變換為模擬信號并通過低通濾波器114、115；采用放大器將信號的同相分量116和正交分量117放大并注入到I/Q調(diào)制器中實現(xiàn)同相分量I和正交分量Q對光信號的正交調(diào)制；I/Q調(diào)制器由3個雙臂的馬赫增德爾MZM調(diào)制器120、121和122組成，其中兩個調(diào)制器實現(xiàn)對信號的調(diào)制，第三個調(diào)制器122控制光調(diào)制的同相分量I和正交分量Q的相位差；分別調(diào)節(jié)兩個調(diào)制器120、121的直流偏置保證實現(xiàn)信號調(diào)制的調(diào)制器工作在最小功率點，而第三個控制相位差的調(diào)制器工作在正交點以保證兩路信號存在90°的相位差；118表示CO-OFDM系統(tǒng)的發(fā)射激光器，通過分路器119分成兩束同樣的激光，用于驅(qū)動二個光調(diào)制器120和121。二個光調(diào)制器輸出的信號通過合束器123，變成單路的光信號，接著輸入到光纖信道進行傳輸。產(chǎn)生的CO-OFDM信號在光纖124中經(jīng)過長距離的傳輸后，經(jīng)過直接的光-光放大器-摻鉺光纖放大器(EDFA)125補償光纖損耗后再進行傳輸，表示長距離的光纖,126表示光帶通濾波器。經(jīng)過長距離的光纖傳輸后，光電檢測模塊將光域信號變換成電域的信號。127表示CO-OFDM系統(tǒng)接收端的本地激光器，通過分路器分成兩束同樣的激光，128表示一個90°的相移器；129和130表示兩個耦合器，驅(qū)動4個光電二極管(PD)131、132、133和134。135和136表示兩個減法器，分別對應(yīng)輸出接收信號的同相分量I和正交分量Q。得到的同相分量I和正交分量Q經(jīng)過低通濾波器137、138和模數(shù)轉(zhuǎn)換器139、140轉(zhuǎn)換后進入CO-OFDM接收端。CO-OFDM接收端進行數(shù)字信號處理141，進行CO-OFDM發(fā)送端的逆過程，進行串并轉(zhuǎn)換142，移除循環(huán)前綴CP143，然后進行FFT變換144，對CO-OFDM信號進行數(shù)字解調(diào)145，最后經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換146恢復(fù)得到原始的發(fā)送端串行數(shù)據(jù)輸出147。

上述是多載波相干光通信系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)，其相比于單載波的相干光通信技術(shù)(如目前100G/s工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)采用的PDM-QPSK)，CO-OFDM能夠?qū)崿F(xiàn)更高的光譜效率(即帶寬利用率)、更靈活的頻譜使用、更有效的信道均衡和更高頻譜擴展性，被學(xué)者廣泛地認為是下一代400G/s及1Tb/s(1T＝1000G)光纖通信系統(tǒng)的重要解決方案。

與傳統(tǒng)的單載波光通信系統(tǒng)相比，CO-OFDM多載波系統(tǒng)OFDM符號周期較長，且在接收端增加激光器產(chǎn)生本地載波用以相干接收，因此該多載波系統(tǒng)更易受到發(fā)射端激光器和本地激光器之間頻率偏差和線寬引起的相位噪聲的影響。激光器的相位噪聲對CO-OFDM系統(tǒng)產(chǎn)生兩種不利影響，一種是使得每個OFDM符號的所有子載波旋轉(zhuǎn)一個共同的角度，稱為公共相位誤差(CPE),它將使得接收端星座圖發(fā)生嚴(yán)重旋轉(zhuǎn)。另外一種是加性隨機相位噪聲，它將使得子載波間產(chǎn)生相互干擾(ICI)，使接收端星座圖發(fā)生嚴(yán)重發(fā)散。鑒于此種原因，大多數(shù)相干光OFDM系統(tǒng)采用昂貴的外腔激光器作為光源，因為其線寬保持在小于100kHz,從而接收端相位噪聲方差保持在較小的值。這樣較為便宜的分布反饋式(DFB)激光器和垂直腔面發(fā)射(VCSEL)激光器在此相干系統(tǒng)中不能使用。更有甚者，為了提高傳輸速率，需要采用高階調(diào)制，在這樣的情況下必定要選擇外腔激光器。因此，為了降低系統(tǒng)造價和提高系統(tǒng)傳輸速率，對相位噪聲進行有效補償勢在必行。CO-OFDM系統(tǒng)相位噪聲補償分為對CPE和ICI的相位噪聲補償兩個階段。其中對CPE的相位補償方法已研究的比較成熟。但在系統(tǒng)經(jīng)過對CPE相位噪聲補償之后，由載波間干擾產(chǎn)生的殘余時變相位噪聲成為影響系統(tǒng)性能的關(guān)鍵因素。研究者已經(jīng)提出了幾種對ICI的盲相位噪聲補償方法。為了提高系統(tǒng)的頻譜利用率，有研究者用偽導(dǎo)頻信號替代導(dǎo)頻符號進行相位噪聲補償(文獻1，C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,and Z.Chen,A CO-OFDM system with almost blind phase noise suppression”,IEEE Photon.Technol.Lett,2013,25(17):1723-1726，即文獻1，C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,and Z.Chen,近于盲相位噪聲抑制的CO-OFDM系統(tǒng),IEEE光子技術(shù)學(xué)報,2013,25(17):1723-1726.)。還有研究者直接利用符號硬判決結(jié)果進行ICI相位噪聲補償(文獻2，S.CAO,P.KAM,and C.YU,Decision-aided,pilot-aided,decision-feedback phase estimation for coherent optical OFDM[J],IEEEPhoton.Technol.Lett,2012,24(22):2067-2069，文獻2，S.CAO,P.KAM,and C.YU,相干光OFDM系統(tǒng)中判決輔助和導(dǎo)頻輔助的判決反饋相位估計，IEEE光子技術(shù)學(xué)報,2012,24(22):2067-2069)。然而在這兩種方法中，符號判決錯誤將產(chǎn)生錯誤傳播問題，嚴(yán)重惡化相位噪聲補償效果。M.E.Mousa-Pasandi(文獻3，Mohammad E.Mousa-Pasandi,and David V.Plant,Noniterative interpolation-based partial phase noise ICI mitigation for CO-OFDM transport systems,IEEE Photon.Technol.Lett.,2011,23(21):1594-1596，即Mohammad E.Mousa-Pasandi,and David V.Plant,CO-OFDM傳輸系統(tǒng)中無迭代基于插值的部分相位噪聲ICI補償,IEEE光子技術(shù)學(xué)報,2011,23(21):1594-1596.)等提出了一種基于線性插值的無迭代ICI相位噪聲補償方法，然而在這種方法中線性插值在OFDM符號間進行，需要接收到下一個OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)符號才能補償當(dāng)前符號的ICI相位噪聲，因此在接收端需要額外預(yù)留一個符號的存儲緩沖區(qū)。在文獻(文獻4，W.Chung,A matched filtering approach for phase noise suppression in CO-OFDM system,IEEE Photon.Technol.Lett.,2011,22,(24):1802-1804,即W.Chung,CO-OFDM系統(tǒng)中抑制相位噪聲的一種匹配濾波器,IEEE光子技術(shù)學(xué)報,2011,22,(24):1802-1804.)中，用一個導(dǎo)頻輔助的自適應(yīng)有限長單位沖激響應(yīng)(Finite Impulse Response,FIR)濾波器濾除ICI相位噪聲。但是這種方法僅應(yīng)用于低階調(diào)制格式(Quadrature Phase Shift Keyin,QPSK),而且需要經(jīng)過較多次迭代才能收斂，方法復(fù)雜度較高。由于ICI與時變的激光相位噪聲直接產(chǎn)生，因此增加時域的相位噪聲估計精度可有效提高ICI相位噪聲補償?shù)男Ч?文獻5，M.LEE,S.LIM,and K.YANG,Blind compensation for phase noise in OFDM systems over constant modulus modulation,IEEE Trans.Commun.,2012,60(3):620-625.即M.LEE, S.LIM,and K.YANG,基于恒模調(diào)制的OFDM系統(tǒng)盲相位噪聲補償,IEEE Trans.Commun.,2012,60(3):620-625.)。因此有研究者將每個CO-OFDM符號從時域分割為若干個亞符號(Avg-BL-ICI相位噪聲方法)，然后對每個亞符號的相位噪聲分別進行估計，提高了相位噪聲的估計精度獲得了良好的相位噪聲補償效果(文獻6，S.Cao,P.Kam,and C.Yu,Time-domain blind ICI mitigation for non-constant modulus format in CO-OFDM,IEEE Photon.Technol.Lett,2013,25(24):2490-2493,即S.Cao,P.Kam,and C.Yu,CO-OFDM系統(tǒng)中非恒模的時域盲ICI相位噪聲補償,IEEE光子技術(shù)學(xué)報,2013,25(24):2490-2493.)。基于該亞符號時域分割方法，北京大學(xué)楊川川等人提出了偽導(dǎo)頻輔助的正交基展開盲ICI相位噪聲補償方法(文獻7，LIU Yue,YANG Chuan-chuan,LI Hong-bin.Cost-effective and spectrum-efficient coherent TDM-OFDM-PON aided by blind ICI suppression.IEEE Photonics Technology Letters,2015,27(8):887-890.即LIU Yue,YANG Chuan-chuan,LI Hong-bin，ICI盲相位噪聲抑制輔助的低造價和高頻譜效率相干TDM-OFDM-PON,IEEE光子技術(shù)學(xué)報,2015,27(8):887-890.)，應(yīng)用于相干時分復(fù)用正交頻分復(fù)用無源光網(wǎng)絡(luò)中(Time Division Multiplexing Orthogonal Frequency Division Multiplexing Passive Optical Network,TDM-OFDM-PON)抑制ICI相位噪聲,在高階調(diào)制和激光器線寬大至700kHz仍取得了較好的相位噪聲補償效果。華南師范大學(xué)洪學(xué)智等基于這種時域亞符號分割方法和亞符號間線性插值方法提出了一種盲ICI相位噪聲估計方法(文獻8，HONG Xue-zhi,HONG Xiao-jian and HE Sai-ling,Linearly interpolated sub-symbol optical phase noise suppression in CO-OFDM system,Opt.Express,2015,23(4):4691-4702.即洪學(xué)智，洪曉建，何賽靈，CO-OFDM系統(tǒng)中線性間插的亞符號光相位噪聲抑制,Opt.Express,2015,23(4):4691-4702.)，在一個OFDM符號分割較小數(shù)目亞符號的情況下，取得了較好的相位噪聲補償效果且方法復(fù)雜度較低。然而這種盲ICI方法先期需要的CPE估計是基于導(dǎo)頻的進行的，并不是嚴(yán)格意義上的全盲相位噪聲方法，降低了系統(tǒng)的頻譜利用率。在我們先前的研究中，基于這種分割OFDM符號為亞符號的方法，通過結(jié)合時域ICI相位噪聲平均近似和頻域符號判決輔助估計方法提出了一種ICI相位噪聲抑制方法，在高光信噪比的系統(tǒng)中獲得良好的補償效果(專利1，一種適用于CO-OFDM系統(tǒng)的多子塊相位噪聲估計補償方法，申請?zhí)枺?u>201510611121.4)，然而這種方法需要取得較好效果時，所需亞符號分割數(shù)過大，這導(dǎo)致方法計算復(fù)雜度過大。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有CO-OFDM系統(tǒng)的相位噪聲補償方式的無法兼顧補償效果和計算復(fù)雜度的不足，本發(fā)明提供一種具有良好補償效果的同時計算復(fù)雜度較低的適用于大線寬高速CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補償方法。

本發(fā)明通過以下的技術(shù)方案實現(xiàn)：

一種適用于大線寬CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補償方法，

該方法先將接收端數(shù)據(jù)進行CPE相位噪聲補償；

然后，將CPE相位噪聲補償之后的時域數(shù)據(jù)進行粗略盲ICI相位噪聲補償；

接下來，對粗略盲ICI相位噪聲補償之后的頻域數(shù)據(jù)進行判決，對判決之后的頻域數(shù)據(jù)經(jīng)快速傅立葉變換到時域數(shù)據(jù)，將該時域數(shù)據(jù)與CPE相位噪聲補償前的時域數(shù)據(jù)中每一個OFDM數(shù)據(jù)符號分割為若干個亞符號，求出該亞符號的相位噪聲近似值；

最后，進行精細ICI相位噪聲補償。

進一步，所述盲ICI相位噪聲補償方法包括如下步驟：

(1)接收端對接收到的CO-OFDM信號進行相干探測接收，然后進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到電域的信號；

(2)電域光纖色散補償。具體是將光纖信道頻域傳遞函數(shù)的解析形式經(jīng)傅立葉變換到時域，設(shè)計時域有限長單位沖激響應(yīng)(FIR)濾波器來實現(xiàn)，該濾波器的階數(shù)隨色散累積而增加。

(3)串并轉(zhuǎn)換。

(4)移除循環(huán)前綴CP。

(5)頻率偏移估計和補償。

(6)采用快速傅里葉變換(FFT)將信號從時域變?yōu)轭l域,同時保存該時域信號。

(7)對頻域數(shù)據(jù)進行CPE盲相位噪聲補償。

(8)粗略的盲ICI相位噪聲補償。假定一個OFDM幀在時域包含N個OFDM符號，每個OFDM符號在頻域包含K個子載波(K點Discrete Fourier Transform,DFT)。設(shè)此時每個OFDM信號被分割為N_B1個亞符號，則每個亞符號內(nèi)的數(shù)據(jù)采樣數(shù)為S₁＝K/N_B1，這里N_B1較小。則每個亞符號內(nèi)相位噪聲平均值表示為：

由此可得在信噪比較大的情況下，忽略掉加性噪聲，可得在第n個符

號，第k個子載波時滿足下式，

這里|E_n,k|²在恒模調(diào)制是信號點的能量，在非恒模調(diào)制時是取各個信號點的平均能量。通過上式可以估計出每個亞符號的相位噪聲平均值。然后進行粗略ICI相位噪聲補償后的頻域數(shù)據(jù)表示為，

(9)判決。對粗略ICI相位噪聲補償后的頻域數(shù)據(jù)進行判決。如發(fā)射端原來為16QAM調(diào)制，則此過程先進行16QAM解調(diào)，然后再進行調(diào)制。

(10)快速傅立葉變換。將判決之后的信號經(jīng)過FFT變換為時域信號

(11)符號時域分割為多個亞符號。時域信號和原被CPE補償前的時域OFDM信號y_n,t(0≤t≤K-1)分割為N_B2個亞符號，該第n個符號第q個亞符號中數(shù)據(jù)采樣的相位噪聲估值可由下式求得，

這里'和*號分別表示轉(zhuǎn)置和共軛操作?？紤]到N_B2為任意整數(shù)，則和y_n,q分別表示為，

這里其中[A]表示不大于A的最大整數(shù)。

(12)精細ICI相位噪聲補償。經(jīng)精細ICI相位噪聲補償后的頻域OFDM信號可近似表示為：

(13)將精細ICI相位噪聲補償后的頻域數(shù)據(jù)進行最終判決。

本發(fā)明的技術(shù)構(gòu)思為：針對大線寬相干光正交頻分復(fù)用(CO-OFDM)系統(tǒng)，提出一種盲ICI相位噪聲補償方法(A-CPEC)。該盲ICI相位噪聲補償方法,在實現(xiàn)盲CPE相位噪聲補償?shù)幕A(chǔ)上，首先采用一種有效避免符號判決錯誤傳播的盲ICI方法(Avg-BL方法)進行粗略ICI相位噪聲補償，然后將補償后的頻域信號進行判決后再經(jīng)快速傅立葉(FFT)變換到時域，對該時域信號與CPE補償前接收端的原始時域信號進行時域分割，從而獲得每個亞符號的相位噪聲近似平均值，最后實現(xiàn)精細的ICI相位噪聲補償。通過選擇合適的OFDM符號分割數(shù)，能夠?qū)崿F(xiàn)方法性能與方法復(fù)雜度之間的折衷。該ICI盲相位噪聲方法與其他相位噪聲方法相比，對大線寬CO-OFDM系統(tǒng)具有較好的補償效果和頻譜利用率。該方法有效降低了CO-OFDM系統(tǒng)對激光光源線寬的要求，對CO-OFDM系統(tǒng)在長距離接入網(wǎng)或城域網(wǎng)中的應(yīng)用具有重要意義。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有如下優(yōu)點和有益效果：

1.對高階數(shù)字調(diào)制和大線寬激光器的CO-OFDM系統(tǒng)，本發(fā)明的盲ICI相位噪聲估計方法獲得了較好的相位噪聲均衡效果。但本發(fā)明的盲ICI相位噪聲估計方法沒有用一個導(dǎo)頻或者訓(xùn)練符號，與基于導(dǎo)頻或者訓(xùn)練符號的方法(文獻8)相比極大提高了系統(tǒng)的頻譜利用率。

2.本發(fā)明提出的盲ICI相位噪聲補償方法有效克服了文獻8中符號判決錯誤引起的問題。在精細ICI相位噪聲補償之前的粗略ICI相位噪聲補償方法完全克服了符號判決錯誤帶來的影響，從而使得在大線寬激光器的CO-OFDM系統(tǒng)里，方法補償效果顯著提高，通過適當(dāng)選擇精細ICI相位噪聲補償中每個OFDM符號分割的亞符號數(shù)目，可在方法性能與方法復(fù)雜度之間達成折衷。

附圖說明

圖1是現(xiàn)有技術(shù)中的CO-OFDM系統(tǒng)的示意圖。

圖2是本發(fā)明實施例1的方法原理圖。

圖3是本發(fā)明實施例1中在N_B1＝N_B2＝4,幾種相位噪聲補償方法(A-CPEC,Avg-BL,CPEC)的誤碼率性能隨激光器線寬變化時的關(guān)系曲線。

圖4是本發(fā)明實施例1中N_B1＝4,A-CPEC方法在不同激光器線寬下(0.3MHz,0.5MHz,以及0.7MHz)的誤碼率性能隨N_B2變化時的關(guān)系曲線。

圖5是本發(fā)明實施例1中在激光器線寬為500kHz時接收端數(shù)據(jù)未用任何相位噪聲方法補償?shù)男亲鶊D。

圖6是本發(fā)明實施例1中在激光器線寬為500kHz時接收端數(shù)據(jù)僅用盲CPE相位噪聲方法補償?shù)男亲鶊D。

圖7是本發(fā)明實施例1中在激光器線寬為500kHz時接收端數(shù)據(jù)用盲CPE和Avg-BL盲ICI相位噪聲方法補償?shù)男亲鶊D。

圖8是本發(fā)明實施例1中在激光器線寬為500kHz和N_B2＝4時接收端數(shù)據(jù)用盲CPE和本發(fā)明提出的ICI相位噪聲方法(A-CPEC)補償?shù)男亲鶊D。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例及附圖對本發(fā)明作進一步詳細地描述，但本發(fā)明的實施方式不限于此。

實施例1

本發(fā)明方法主要涉及相干光正交頻分復(fù)用CO-OFDM系統(tǒng)接收端的信號處理問題，參考背景技術(shù)中對CO-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的詳細描述。

如圖1所示，CO-OFDM系統(tǒng)包括CO-OFDM系統(tǒng)發(fā)射端模塊101、CO-OFDM光調(diào)制模塊102、光纖傳輸模塊103、光電檢測模塊104以及CO-OFDM系統(tǒng)接收端模塊105，系統(tǒng)發(fā)射端產(chǎn)生的信號經(jīng)過了光調(diào)制的上變頻變成光域的CO-OFDM信號，CO-OFDM信號經(jīng)光纖傳輸、平衡探測器后經(jīng)光電轉(zhuǎn)換成電域的信號，系統(tǒng)接收端再對接收到的電域信號進行信號處理以期恢復(fù)原始的發(fā)送端數(shù)據(jù)。初始50Gb/s偽隨機碼二進制數(shù)據(jù)流用高階QAM調(diào)制(16QAM和32QAM)映射到512個子載波上，F(xiàn)FT或者IFFT的點數(shù)為1024。每個OFDM數(shù)據(jù)符號中的循環(huán)前綴CP長度為128點。每50km單模光纖后接一個摻鉺光纖放大器EDFA,該放大器增益為13dB，噪聲系數(shù)為4dB。整個光纖鏈路共有2段50km單模光纖加放大器EDFA構(gòu)成。該單模光纖的色散系數(shù)為16.75ps/nm·km,色散斜率為0.075ps/(nm²·km)，非線性系數(shù)為1.5W^-1·km^-1，PMD系數(shù)為損耗系數(shù)為0.2dB/km。發(fā)射端激光器與相干接收端激光器具有相同的線寬和波長，其波長為1550nm。

下面結(jié)合圖2，對本發(fā)明的一種適用于大線寬CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補償方法的步驟進行詳細說明。

S201：接收端對接收到的CO-OFDM信號進行相干探測接收，然后進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到電域的信號。

S202：電域光纖色散補償。具體是將光纖信道頻域傳遞函數(shù)的解析形式經(jīng)傅立葉變換到時域，設(shè)計時域有限長單位沖激響應(yīng)(FIR)濾波器來實現(xiàn)，該濾波器的階數(shù)隨色散累積而增加。

S203：串并轉(zhuǎn)換。

S204：移除循環(huán)前綴CP。

S205：頻率偏移估計和補償。

S206：采用快速傅里葉變換(FFT)將信號從時域變?yōu)轭l域，同時保存該時域信號。

S207：對頻域數(shù)據(jù)進行CPE盲相位噪聲補償。

S208：粗略的盲ICI相位噪聲補償。假定一個OFDM幀在時域包含N個OFDM符號，每個OFDM符號在頻域包含K個子載波(K點Discrete Fourier Transform,DFT)。若每個OFDM信號被分割為N_B1個亞符號，則每個亞符號內(nèi)的數(shù)據(jù)采樣數(shù)為S₁＝K/N_B1，這里N_B1較小。則每個亞符號內(nèi)相位噪聲平均值表示為：

由此可得在信噪比較大的情況下，忽略掉加性噪聲，可得在第n個符號，第k個子載波時滿足下式，

這里|E_n,k|²在恒模調(diào)制是信號點的能量，在非恒模調(diào)制時是取各個信號點的平均能量。通過上式可以估計出每個亞符號的相位噪聲平均值。然后進行粗略ICI相位噪聲補償后的頻域數(shù)據(jù)表示為，

S209：判決。對粗略ICI相位噪聲補償后的頻域數(shù)據(jù)進行判決。如發(fā)射端原來為16QAM調(diào)制，則此過程先進行16QAM解調(diào)，然后再進行調(diào)制。

S210：快速傅立葉變換。將判決之后的信號經(jīng)過FFT變換為時域信號

S211：符號時域分割為多個亞符號。時域信號和原被CPE補償前的時域OFDM信號y_n,t(0≤t≤K-1)分割為N_B2個亞符號，該第n個符號第q個亞符號中數(shù)據(jù)采樣的相位噪聲估值可由下式求得，

這里'和*號分別表示轉(zhuǎn)置和共軛操作。考慮到N_B2為任意整數(shù)，則和y_n,q分別表示為，

這里其中[A]表示不大于A的最大整數(shù)。

S212：精細ICI相位噪聲補償。經(jīng)精細ICI相位噪聲補償后的頻域OFDM信號可近似表示為：

S213：將精細ICI相位噪聲補償后的頻域數(shù)據(jù)進行最終判決。

對該發(fā)明提出的盲ICI相位噪聲補償(A-CPEC)方法進行數(shù)值驗證。在圖2中僅僅未經(jīng)過粗略ICI相位噪聲方法補償?shù)姆椒ǚQ為CPEC方法，該粗略ICI相位噪聲方法稱為Avg-BL方法。為了對圖1提出的A-CPEC方法進行對比評估，也數(shù)值驗證了另外兩種方法的性能。發(fā)射端及接收端激光器具有相同的波長(1550nm),發(fā)射端激光器最佳發(fā)射能量為-2dBm。

圖3顯示了在N_B1＝N_B2＝4時,幾種相位噪聲補償方法(A-CPEC,Avg-BL,CPEC)的誤碼率性能隨激光器線寬變化時的關(guān)系曲線。隨著激光器線寬增加，相位噪聲方差變大，CPEC方法中符號符號錯誤判決的概率越來越大，此時CPEC方法誤碼率性能有較大下降，例如在線寬500kHz時，CPEC方法受到嚴(yán)重的符號錯誤判決影響，其誤碼率較Avg-BL方法下降約0.6dB。而A-CPEC方法比Avg-BL方法性能則提高0.5dB,表明該方法較好的解決了原CPEC方法符號錯誤判決傳播問題。值得注意的是，當(dāng)激光器線寬從300kHz到1000kHz變化的過程中，A-CPEC方法始終比Avg-BL方法相應(yīng)誤碼率性能提高0.4dB,表明該方法在激光器線寬變化時，其誤碼率性能改善具有高度的穩(wěn)定性。此時在300kHz,A-CPEC方法性能可以達到FEC糾錯上限，表明此時應(yīng)該A-CPEC方法，在該CO-OFDM系統(tǒng)中完全可以采用線寬為300kHz的激光器。

圖4顯示了A-CPEC方法在不同激光器線寬下(0.3MHz,0.5MHz,以及0.7MHz)的誤碼率性能隨N_B2變化時的關(guān)系曲線。此時仍選擇N_B1＝4，以保持較小的算法復(fù)雜度。在N_B2從4到32變化的過程中，A-CPEC方法性能在三種不同線寬條件下均提高約0.7dB。其中N_B2＝8時，對激光器線寬為500kHz，其誤碼率即可達到FEC糾錯上限，而N_B2＝16時，對激光器線寬為700kHz，其誤碼率可達到FEC糾錯上限。N_B2增加有效增加了精細ICI相位噪聲補償?shù)木龋@當(dāng)然是以方法復(fù)雜度的增加為代價的，因此在實際應(yīng)用中，應(yīng)該選擇一個合適的N_B2值，使方法性能和方法復(fù)雜度之間的有一個折衷。

圖5-10顯示了在激光器最優(yōu)發(fā)射功率-2dBm以及線寬為500kHz時的星座圖。圖5為沒有經(jīng)過任何均衡方法補償?shù)慕邮斩嗽夹盘栃亲鶊D,發(fā)生了嚴(yán)重的旋轉(zhuǎn)和發(fā)散，因此在接收端的均衡首先進行電域色散補償。然后是OFDM符號同步和載波頻率同步。接下來再進行相位恢復(fù)，即相位噪聲補償，包括盲CPE相位噪聲補償和盲ICI相位噪聲補償。圖6顯示了僅通過盲CPE補償方法得到的星座圖。從圖7–10,是通過在圖6的CPE補償?shù)幕A(chǔ)上實現(xiàn)的盲ICI相位噪聲補償。圖7顯示了用Avg-BL相位噪聲補償方法得到的星座圖，顯然星座圖發(fā)散較圖6有一定改善。圖8-10,顯示了在圖7基礎(chǔ)上用A-CPEC方法在N_B2分別等于4，10和24時得到的星座圖。從中可知，圖8和9得到較好的星座圖，其誤碼率也有較大降低。圖10雖然較圖4(e)有誤碼率降低，然而此時相位噪聲補償?shù)男Ч呀咏柡?，反而?dǎo)致算法復(fù)雜度較大。

Avg-BL方法的計算復(fù)雜度主要體現(xiàn)在計算C_k,q(文獻6，方程(5)),(文獻23，方程(6)),r_k(文獻6，方程(7)),和A_m,n(文獻6，方程(8))。其乘法和加法的復(fù)雜度分別為O(N_B1Klog₂(K)),O((N_B1-1)²K)+O((N_B1-1)³),和O((N_B1-1)²K)。本文提出的A-SCPEC方法復(fù)雜度除了以上粗略ICI相位噪聲補償(Avg-BL)以外(即CPEC方法)，主要體現(xiàn)在接收端經(jīng)粗略ICI相位噪聲補償后頻域信號需要判決，判決之后經(jīng)FFT變換到時域，以及本文方法描述中方程(10)和(12),其加法或者乘法復(fù)雜度分別為O(K)，O(Klog₂(K))，O(K)和O(N_B2Klog₂(K))。因此在每個符號分割亞符號數(shù)N_B1＝N_B2相同的情況下，CPEC方法比Avg-BL方法計算復(fù)雜度稍低。因此此時A-CPEC方法復(fù)雜度接近Avg-BL方法的2倍。然而N_B的值對本方法性能影響較大，在圖4中選取N_B2＝10獲得較好的方法補償效果，此時A-CPEC方法復(fù)雜度將超過Avg-BL方法的3倍。因此，可在選取適當(dāng)?shù)腘_B2以在方法復(fù)雜度和方法效果之間進行折衷。

以上對本發(fā)明所述的相干光正交頻分復(fù)用CO-OFDM系統(tǒng)中的盲ICI相位噪聲補償方法進行了詳細地的介紹，以上的實例說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想而非對其進行限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質(zhì)與原理下所作改變、修飾、替代、組合、簡化，均應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。