技術(shù)特征：

1.一種適用于大線寬CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補(bǔ)償方法，其特征在于：該方法先將接收端數(shù)據(jù)進(jìn)行CPE相位噪聲補(bǔ)償；然后，將CPE相位噪聲補(bǔ)償之后的時(shí)域數(shù)據(jù)進(jìn)行粗略盲ICI相位噪聲補(bǔ)償；接下來，對粗略盲ICI相位噪聲補(bǔ)償之后的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行判決，對判決之后的頻域數(shù)據(jù)經(jīng)快速傅立葉變換到時(shí)域數(shù)據(jù)，將該時(shí)域數(shù)據(jù)與CPE相位噪聲補(bǔ)償前的時(shí)域數(shù)據(jù)中每一個(gè)OFDM數(shù)據(jù)符號分割為若干個(gè)亞符號，求出該亞符號的相位噪聲近似值；最后，進(jìn)行精細(xì)ICI相位噪聲補(bǔ)償。

2.如權(quán)利要求1所述的適用于大線寬CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補(bǔ)償方法，其特征在于：所述盲ICI相位噪聲補(bǔ)償方法包括如下步驟：

(1)接收端對接收到的CO-OFDM信號進(jìn)行相干探測接收，然后進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到電域的信號；

(2)電域光纖色散補(bǔ)償；

(3)串并轉(zhuǎn)換；

(4)移除循環(huán)前綴CP；

(5)頻率偏移估計(jì)和補(bǔ)償；

(6)采用快速傅里葉變換將信號從時(shí)域變?yōu)轭l域,同時(shí)保存該時(shí)域信號

(7)對頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行CPE盲相位噪聲補(bǔ)償；

(8)粗略的盲ICI相位噪聲補(bǔ)償，過程如下：

假定一個(gè)OFDM幀在時(shí)域包含N個(gè)OFDM符號，每個(gè)OFDM符號在頻域包含K個(gè)子載波,此時(shí)每個(gè)OFDM信號被分割為N_B1個(gè)亞符號，則每個(gè)亞符號內(nèi)的數(shù)據(jù)采樣數(shù)為S₁＝K/N_B1，則每個(gè)亞符號內(nèi)相位噪聲平均值表示為：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{n,q}=\frac{1}{S_1}\underset{t={\mathrm{qS}}_1}{\overset{h}{\Σ}}{\mathrm{\φ}}_{n,t},h={\mathrm{qS}}_1+S_1-1$

在第n個(gè)符號，第k個(gè)子載波時(shí)滿足下式，

$\left|H_{n,k}{|}^2\right|E_{n,k}{|}^2=\left|\underset{q=0}{\overset{N_{B1}-1}{\Σ}}\exp (-j{\stackrel{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{n,q})\exp (-j\frac{2{\mathrm{\πqS}}_{1}k}{K})C_{k,q}\right|$

這里|E_n,k|²在恒模調(diào)制是信號點(diǎn)的能量，在非恒模調(diào)制時(shí)是取各個(gè)信號點(diǎn)的平均能量，通過上式估計(jì)出每個(gè)亞符號的相位噪聲平均值，然后進(jìn)行粗略ICI相位噪聲補(bǔ)償后的頻域數(shù)據(jù)表示為，

${\hat{Y}}_{n,k}\≈\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{q=0}{\overset{N_{B1}-1}{\Σ}}\underset{s=0}{\overset{S_1-1}{\Σ}}\exp (-j{\stackrel{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{n,q})y_n({\mathrm{qS}}_1+s)\·\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}({\mathrm{qS}}_1+s)k}{K})$

(9)判決：對粗略ICI相位噪聲補(bǔ)償后的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行判決；

(10)快速傅立葉變換，將判決之后的信號經(jīng)過FFT變換為時(shí)域信號

(11)符號時(shí)域分割為多個(gè)亞符號，時(shí)域信號和原被CPE補(bǔ)償前的時(shí)域OFDM信號y_n,t(0≤t≤K-1)分割為N_B2個(gè)亞符號，該第n個(gè)符號第q個(gè)亞符號中數(shù)據(jù)采樣的相位噪聲估值由下式求得，

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{n,q}^{\′}=angle\left\{\frac{{\hat{y}}_{n,q}^{\′}{y}_{n,q}^{*}}{y_{n,q}^{\′}{y}_{n,q}^{*}}\right\}$

這里'和*號分別表示轉(zhuǎn)置和共軛操作,考慮到N_B2為任意整數(shù)，則和y_n,q分別表示為，

${\hat{y}}_{n,q}=\left\{\begin{array}{cc}\[{\hat{y}}_n\left({\mathrm{qS}}_2\right),{\hat{y}}_n({\mathrm{qS}}_2+1),\mathrm{...},{\hat{y}}_n({\mathrm{qS}}_2+S_2-1)\]& 0\≤q\≤N_{B2}-2\\ \[{\hat{y}}_n\left({\mathrm{qS}}_2\right),{\hat{y}}_n({\mathrm{qS}}_2+1),\mathrm{...},{\hat{y}}_n(K-1)\]& q=N_{B2}-1\end{array}\right.$

$y_{n,q}=\left\{\begin{array}{cc}\[y_n\left({\mathrm{qS}}_2\right),y_n({\mathrm{qS}}_2+1),\mathrm{...},y_n({\mathrm{qS}}_2+S_2-1)\]& 0\≤q\≤N_{B2}-2\\ \[y_n\left({\mathrm{qS}}_2\right),y_n({\mathrm{qS}}_2+1),\mathrm{...},y_n(K-1)\]& q=N_{B2}-1\end{array}\right.$

這里其中[A]表示不大于A的最大整數(shù)；

(12)精細(xì)ICI相位噪聲補(bǔ)償，經(jīng)精細(xì)ICI相位噪聲補(bǔ)償后的頻域OFDM信號近似表示為：

${\stackrel{\‾}{Y}}_{n,k}\≈\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{q=0}{\overset{N_{B2}-1}{\Σ}}\underset{s=0}{\overset{S_2-1}{\Σ}}\exp (-j{\stackrel{\‾}{\mathrm{\φ}}}_{n,q}^{\′})y_{n,t}({\mathrm{qS}}_2+s)\·\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}({\mathrm{qS}}_2+s)k}{K})$

(13)將精細(xì)ICI相位噪聲補(bǔ)償后的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行最終判決。

3.如權(quán)利要求2所述的適用于大線寬CO-OFDM系統(tǒng)的盲ICI相位噪聲補(bǔ)償方法，其特征在于：所述步驟(2)中，將光纖信道頻域傳遞函數(shù)的解析形式經(jīng)傅立葉變換到時(shí)域，設(shè)計(jì)時(shí)域有限長單位沖激響應(yīng)FIR濾波器來實(shí)現(xiàn)，該濾波器的階數(shù)隨色散累積而增加。